Calcul et relation entre SWR, coefficient de réflexion et perte de réflexion. Rapport d'onde stationnaire de tension (VSWR, vswr) Qu'est-ce que le VSWR d'une antenne

Puissance délivrée à la charge

Perte de retour
R.L.

Gamme de fréquences, MHz

Caractéristiques mesurées

• longueur électrique (en pieds ou degrés) ;
• pertes dans les lignes d'alimentation (dB) ;
• capacité (pF);
• impédance ou valeur Z (ohms);
• angle de phase d'impédance (en degrés) ;
• inductance (μH);
• réactance ou X (ohm);
• résistance active ou R (ohm);
• fréquence de résonance (MHz);
• perte de réflexion (dB) ;
• fréquence du signal (MHz);
• SWR (Zéro programmable).

200x100x65mm

Gamme M1

Gamme M2

gamme de fréquences

1,8 - 200 MHz

140 - 525 MHz

Zone de mesure de puissance

0 - 3 kW (HF), 0 - 1 kW (VHF)

Plage de mesure de puissance

Erreur de mesure de puissance

±10 % (pleine échelle)

Zone de mesure du ROS

de 1 à l'infini

Résistance

ROS résiduel

1,2 ou moins

Perte d'insertion

0,2 dB ou moins

Puissance minimale pour les mesures SWR

Environ 6W.

en forme de M

Alimentation pour rétroéclairage

11 - 15 V CC, environ 450 mA

Dimensions (données entre parenthèses, saillies comprises)

250 (L) x 93 (98) (H) x 110 (135) (P)

Vers 1540

En général, une charge arbitraire génère une onde réfléchie dans la ligne de transmission. Superposée à l'onde incidente, l'onde réfléchie conduit à la formation de maxima et de minima répétitifs dans les distributions longitudinales de courants et de tensions normalisés, formant une image d'ondes mixtes. Le régime d'ondes mixtes dans la pratique de l'ingénierie est généralement caractérisé par le coefficient d'onde progressive (TWC), qui est le rapport entre la valeur minimale de la tension totale normalisée (ou courant, ou intensité) dans la ligne et la valeur maximale de la tension totale. (ou courant, ou intensité de champ) dans la ligne

Où |G| est le module du coefficient de réflexion. Souvent, au lieu du ROS, ils utilisent sa valeur inverse, appelée rapport d'ondes stationnaires (SWR).

Le coefficient de réflexion est le rapport des composantes transversales du champ électrique pour les ondes incidentes et réfléchies au même point de la section transversale de la ligne de transmission.

Où Z UN est l'impédance d'entrée de l'antenne,

Z DANS- impédance d'onde de la ligne de transmission (câble coaxial). La dépendance de la résistance d'entrée sur la fréquence a été calculée dans le paragraphe précédent.

En utilisant la méthode de la puissance rayonnée, on obtient

Selon la méthode des champs électromagnétiques induits, on obtient

Un graphique du ROS en fonction de la longueur d'onde est donné à l'annexe B.

2.8 Calcul du ppf et de sa réponse en fréquence

Les filtres micro-ondes sont utilisés pour la sélection de fréquence des signaux, l'adaptation de charges complexes, dans les circuits à retard et comme systèmes de ralentissement.

Les filtres sont généralement des dispositifs réciproques passifs et se caractérisent par la dépendance en fréquence de l'atténuation introduite dans le trajet. La bande de fréquences à faible atténuation est appelée bande passante et la bande de fréquences à forte atténuation est appelée bande d'arrêt. En fonction de la position relative de la bande passante et de la barrière, il est d'usage de distinguer les types de filtres suivants : filtre passe-bas (LPF), transmettant les signaux en dessous d'une fréquence de coupure donnée et supprimant les signaux avec des fréquences supérieures à la coupure ; des filtres passe-haut (HPF), qui transmettent des signaux à des fréquences supérieures à une fréquence donnée et suppriment les signaux d'autres fréquences ; les filtres passe-bande (BPF), qui transmettent des signaux dans une bande de fréquences donnée et suppriment les signaux en dehors de cette bande ; les filtres coupe-bande (notch) (BPF), qui suppriment les signaux dans une bande de fréquences donnée et transmettent des signaux en dehors de cette bande.

La réponse en fréquence de chaque filtre présente une région de transition entre la bande passante et la bande d'arrêt, c'est-à-dire entre les fréquences.  h Et  P.. Dans cette région, l'atténuation varie du maximum au minimum. Habituellement, ils essaient de réduire cette zone, ce qui entraîne une complication du filtre et une augmentation du nombre de ses maillons. Lors de la conception des filtres, en règle générale, les caractéristiques suivantes sont spécifiées : bande passante, bande d'arrêt, fréquence moyenne, atténuation dans la bande passante, atténuation dans la bande d'arrêt, pente de changement d'atténuation dans la région de transition, niveaux d'adaptation d'entrée et de sortie, caractéristiques de la ligne de transmission, etc. sur lequel le filtre est activé, le type de ligne de transmission et parfois les caractéristiques de phase du filtre sont spécifiés.

Tableau 2.4 – Caractéristiques initiales du PPF

2.8.1 Calcul du prototype de filtre passe-bas

Actuellement, la méthode la plus courante pour calculer les filtres hyperfréquences est la méthode selon laquelle un prototype de filtre basse fréquence est d'abord calculé. Trouver les paramètres d'un circuit de filtre prototype basé sur une réponse en fréquence donnée du filtre est une tâche de synthèse paramétrique. Pour des raisons de généralité des résultats, toutes les valeurs sont normalisées. La résistance de la charge et du générateur est prise égal à un. Parallèlement à la normalisation par résistance, une normalisation par fréquence est effectuée, par exemple, la fréquence de coupure de la bande passante du filtre est prise égale à l'unité. Ainsi, le calcul d'un filtre hyperfréquence revient à synthétiser un circuit prototype basse fréquence et à remplacer les éléments à paramètres localisés par leurs équivalents à paramètres distribués.

Pour approximer les caractéristiques de fréquence, un certain nombre de fonctions sont utilisées qui satisfont aux conditions de réalisabilité physique des filtres. Les plus courantes sont les approximations maximalement plates et à ondes égales, utilisant respectivement les polynômes de Butterworth et de Chebyshev.

Calculons un filtre avec la caractéristique d'atténuation la plus plate. Il augmente de façon monotone avec une fréquence croissante :

,

où n est le nombre de liens de filtres prototypes,

=/ p – fréquence normalisée,

=10 L p/10 -1 – coefficient de pulsation,

 p – fréquence de coupure de la bande passante,

L p – atténuation à la fréquence  p (voir Figure 2.3).

Figure 2.3 – Caractéristique d'atténuation plate maximale du prototype de filtre passe-bas

Le nombre de liaisons de filtre prototypes peut être trouvé à partir des exigences relatives à la réponse en fréquence du filtre. Ainsi, pour un filtre avec la réponse en fréquence la plus plate :

,

c'est-à-dire que pour notre filtre, il faut que n 2.76 .

Prenons n=3 , alors le circuit de filtre prototype aura la forme illustrée à la figure 2.4

Figure 2.4 – Circuit d'un prototype de filtre passe-bas

Les paramètres de filtre peuvent être calculés à l'aide de formules complexes, ou vous pouvez utiliser la littérature de référence, par exemple : g 0 =1, g 1 =0.999165, g 2 =1.998330, g 3 =0.999165, g 4 =1.

Les paramètres du filtre sont dénormalisés à l'aide des relations

,

,

.

Ici, les désignations avec un nombre premier font référence aux paramètres normalisés du filtre prototype, sans nombre premier aux paramètres dénormalisés : R. 0 `=1, L 1 `=1, C 2 `=2, L 3 `=1, R. 4 `=1.

Puisque nous installerons le futur filtre dans le chemin de transmission coaxial, alors R. 0 =75 ohms, Alors

2.8.2 Calcul du FPP

Pour concevoir le PPF, nous utiliserons le filtre prototype calculé dans le paragraphe précédent et la conversion de fréquence des réactifs

Où  0 =( P.  -P ) 0.5 – fréquence centrale du PPF,

k h =1/2  - facteur de conversion,

2  =  P. -  -P– Bande passante PPF.

Toute inductance dans le filtre prototype, après avoir effectué la conversion de fréquence, est transformée en un circuit série avec des paramètres

Dans le même temps, toute capacité du filtre prototype se transforme en un circuit oscillatoire parallèle

Figure 2.5 – Circuit équivalent du PPF

Ainsi, le PPF (Figure 2.5) est constitué de résonateurs en cascade dont les valeurs des paramètres équivalents sont les suivantes

2.8.3 Mise en œuvre du PPF

Selon le mode de mise en œuvre, les PPF peuvent être répartis dans les types suivants : sur un seul MPL avec des espaces, sur des résonateurs demi-onde couplés en parallèle, sur des contre-tiges, avec des plots quart d'onde parallèles et sériels de longueur  /4 , Où  - longueur d'onde dans la raie correspondant à la fréquence moyenne de la bande passante BPF ; avec doubles boucles et lignes de connexion quart d'onde sur résonateurs diélectriques.

Réalisons PPF sur des lignes microruban (MSL) avec des doubles boucles et des lignes de connexion quart d'onde.

Les MSL sont une fine couche de métal déposée sur des feuilles diélectriques. Les plus courants sont les MPL asymétriques blindés. Les MPL sont utilisés dans toute la gamme des micro-ondes. Par rapport aux guides d'ondes droits, les MPL présentent un certain nombre d'inconvénients : ils ont des pertes linéaires plus élevées et une puissance transmise relativement faible. De plus, les MPL ouverts rayonnent de l’énergie dans l’espace, ce qui peut provoquer des couplages électromagnétiques indésirables.

Mais les MPL présentent également des avantages importants. Ils sont de petite taille et de poids, peu coûteux à fabriquer, technologiquement avancés et pratiques pour une production de masse utilisant des méthodes technologiques intégrées, ce qui permet de mettre en œuvre des unités entières et des modules fonctionnels dans une conception microruban sur une plaque constituée d'un diélectrique métallisé sur une face. .

La mise en œuvre de circuits oscillatoires séquentiels en MPL est très difficile. Dans le même temps, il est possible de convertir une connexion série en connexion parallèle comme le montre la figure 2.6 à l'aide de transformations.

Figure 2.6 Remplacement d'un circuit oscillant série par un circuit parallèle

L'identité de la figure 2.6 n'est valable qu'à la fréquence de résonance, le circuit résultant doit donc être analysé pour déterminer ses propriétés fréquentielles.

Après remplacement, nous obtenons le diagramme PPF présenté sur la figure 2.7

Figure 2.7 – Circuit équivalent du PPF

Ce circuit a les valeurs de paramètres suivantes

La longueur de la ligne de connexion sera connue après avoir déterminé les paramètres MPL.

Pour calculer la résistance aux ondes du MPL, nous utilisons l'expression obtenue dans l'approximation quasi-statique

(2.1)

La précision de la détermination à l'aide de cette formule est de 1 % lorsque w/ h 0.4 et 3% à w/ h<0.4 .

Pour calculer la longueur d'onde aux basses fréquences, la formule, également obtenue en approximation quasi-statique, est largement utilisée en pratique

Où  - longueur d'onde en espace libre,

 euh– constante diélectrique effective de la ligne.

La constante diélectrique effective peut être calculée à l'aide de la formule

, (2.3)

Le substrat sera réalisé sur un diélectrique avec une constante diélectrique relative  =7 , et on prend l'épaisseur du substrat h=5mm. Largeur de la bande métallique w, et par conséquent le rapport w/ h, changera pendant les calculs.

Tout d'abord, calculons les paramètres des lignes de connexion. Pour adapter le filtre au chemin de transmission, ses lignes de connexion doivent avoir une impédance caractéristique égale à l'impédance caractéristique du câble coaxial. Z 0 = 75 ohms. En résolvant l’expression (2.1), nous trouvons que w/ h=0.5, puis la largeur de la bande w=0.5  5=2,5(mm). En utilisant la formule (2.3), nous trouvons la constante diélectrique effective

Nous effectuons le calcul à la fréquence moyenne de la plage, donc  0 =0,594m, alors d'après (2.2) la longueur d'onde dans la raie

Puisque la ligne de connexion est quart d'onde, nous déterminons sa longueur à l'aide de la formule

L'inductance parallèle est réalisée sous la forme d'une boucle parallèle court-circuitée. La réactance d'un tel segment de droite est déterminée par la formule

(2.4)

La résistance de cette boucle à la fréquence moyenne de la plage doit être égale à la résistance de l'inductance connectée en parallèle, afin que vous puissiez déterminer la longueur du segment

(2.5)

Accepter w/ h=1(w=5mm)

Maintenant, en utilisant la formule (2.5), vous pouvez déterminer la longueur des boucles qui remplacent chaque inductance

La capacité parallèle est implémentée sous la forme d'une boucle parallèle ouverte à son extrémité. La réactance d'un tel segment de droite est déterminée par la formule

La résistance de cette boucle à la fréquence moyenne de la plage doit être égale à la résistance de la capacité connectée en parallèle, afin que vous puissiez déterminer la longueur de la boucle

(2.6)

Accepter w/ h=0.2(w=1mm), alors par (2.1)-(2.3) on obtient

Maintenant, en utilisant la formule (2.5), vous pouvez déterminer la longueur des boucles remplaçant chaque conteneur

Entrons les paramètres des boucles dans le tableau 2.5.

Tableau 2.5 Dimensions du PPF sur MPL

Le diagramme PPF est donné en annexe D.

2.8.4 Calcul de la réponse en fréquence

La réponse en fréquence d'un filtre est la dépendance de l'atténuation introduite dans le trajet sur la fréquence. Connaissant la résistance d'entrée du filtre, vous pouvez déterminer le coefficient de réflexion

(2.7)

Alors la réponse en fréquence aura la forme suivante

(2.8)

Déterminons la réponse en fréquence du prototype de filtre passe-bas illustré à la figure 2.4 après avoir dénormalisé les paramètres

En remplaçant (2.7) et (2.8), nous obtenons la caractéristique d'amortissement.

Déterminons la réponse en fréquence du circuit PPF équivalent représenté sur la figure 2.5

En remplaçant (2.7) et (2.8), nous obtenons la caractéristique d'amortissement nécessaire.

Déterminons maintenant la réponse en fréquence du filtre MPL. La dépendance en fréquence des résistances des boucles inductives et capacitives est déterminée par les formules

Où je = 1,2,3 ;

Z 0 L Et Z 0 C– impédances d'onde des boucles inductives et capacitives, respectivement.

Impédance d'entrée du filtre

La formule finale de la résistance d’entrée est très complexe, nous ne la présenterons donc pas ici. En utilisant les formules (2.7) et (2.8), nous obtenons la réponse en fréquence.

Toutes les réponses en fréquence obtenues à ce stade sont données à l'annexe D.

Aujourd'hui, les compteurs SWR sont disponibles sur presque toutes les stations de radio amateur - intégrés à des équipements de marque, des appareils de marque indépendante ou des appareils faits maison. Leurs résultats
Le travail (SWR du trajet antenne-alimentation) est largement discuté par les radioamateurs.

Comme on le sait, le coefficient d'onde stationnaire dans le chargeur est uniquement déterminé par l'impédance d'entrée de l'antenne et l'impédance caractéristique du chargeur. Cette caractéristique du trajet antenne-alimentation ne dépend ni du niveau de puissance ni de l'impédance de sortie de l'émetteur. En pratique, il doit être mesuré à une certaine distance de l’antenne – le plus souvent directement au niveau de l’émetteur-récepteur. On sait que le feeder transforme l'impédance d'entrée de l'antenne en certaines de ses valeurs, qui sont déterminées par la longueur du feeder. Mais en même temps, dans n'importe quelle section du chargeur, ils sont tels que la valeur SWR correspondante ne change pas. En d'autres termes, contrairement à l'impédance réduite à l'extrémité du feeder la plus éloignée de l'antenne, elle ne dépend pas de la longueur du feeder, le ROS peut donc être mesuré aussi bien directement au niveau de l'antenne qu'à une certaine distance de celle-ci (par exemple, à un émetteur-récepteur).

Il existe de nombreuses légendes dans les cercles des radioamateurs sur les « répéteurs demi-onde » censés améliorer le ROS. Un chargeur avec une longueur électrique égale à la moitié de la longueur d'onde de fonctionnement (ou un nombre entier) est en effet un «suiveur» - l'impédance à l'extrémité la plus éloignée de l'antenne sera égale à l'impédance d'entrée de l'antenne. Le seul avantage de cet effet est la possibilité de mesurer à distance l'impédance d'entrée de l'antenne. Comme déjà noté, cela n’affecte pas la valeur SWR (c’est-à-dire les relations énergétiques dans le trajet antenne-alimentation).

En effet, lors de la mesure du SWR à distance du point de connexion du feeder à l'antenne, sa valeur enregistrée est toujours légèrement différente de la vraie. Ces différences s'expliquent par des pertes dans le feeder. Ils sont strictement déterministes et ne peuvent qu’« améliorer » la valeur SWR enregistrée. Cependant, cet effet est souvent insignifiant dans la pratique si un câble à faibles pertes linéaires est utilisé et si la longueur du départ lui-même est relativement courte.

Si l'impédance d'entrée de l'antenne n'est pas purement active et égale à l'impédance caractéristique du chargeur, des ondes stationnaires s'y établissent, qui sont réparties le long du chargeur et consistent en une alternance de minima et de maximum de la tension RF.

Sur la fig. La figure 1 montre la répartition de la tension dans la ligne avec une charge purement résistive, légèrement supérieure à l'impédance caractéristique du départ. S'il y a réactivité dans la charge, la répartition de la tension et du courant se déplace vers la gauche ou la droite le long de l'axe ^, selon la nature de la charge. La période de répétition des minimums et des maximums le long de la ligne est déterminée par la longueur d'onde de fonctionnement (dans un départ coaxial - en tenant compte du facteur de raccourcissement). Leur caractéristique est la valeur SWR - le rapport entre la tension maximale et minimale dans cette onde stationnaire, c'est-à-dire SWR = Umax/Umin.

Les valeurs de ces tensions sont déterminées directement uniquement à l'aide de lignes de mesure qui ne sont pas utilisées dans la pratique amateur (dans le domaine des ondes courtes - et dans la pratique professionnelle également). La raison en est simple : pour être capable de mesurer les changements de cette tension sur toute la longueur de la ligne, sa longueur doit être sensiblement plus longue qu'un quart d'onde. En d’autres termes, même pour la gamme de fréquences la plus élevée de 28 MHz, elle devrait déjà être de plusieurs mètres et, par conséquent, encore plus grande pour les gammes de basses fréquences.
Pour cette raison, des capteurs de petite taille d'ondes avant et arrière dans le chargeur (« coupleurs directionnels ») ont été développés, sur la base desquels des compteurs SWR modernes sont fabriqués dans les gammes d'ondes courtes et dans la section basse fréquence de la VHF. gamme (jusqu'à environ 500 MHz). Ils mesurent la tension et les courants haute fréquence (directs et inverses) en un point spécifique du départ, et sur la base de ces mesures, le ROS correspondant est calculé. Les mathématiques permettent de le calculer exactement à partir de ces données - de ce point de vue, la méthode est absolument honnête. Le problème vient de l'erreur des capteurs eux-mêmes.

Selon la physique de fonctionnement de ces capteurs, ils doivent mesurer le courant et la tension au même point du départ. Il existe plusieurs versions de capteurs - un schéma de l'une des options les plus courantes est présenté sur la Fig. 2.

Ils doivent être conçus de telle sorte que lorsque l'unité de mesure est chargée avec l'équivalent d'une antenne (une charge résistive non inductive avec une résistance égale à l'impédance caractéristique du départ), la tension sur le capteur, qui est prélevée sur la tension capacitive Le diviseur sur les condensateurs C1 et C2 et la tension sur le capteur de courant, qui provient du demi-enroulement secondaire du transformateur T1, étaient égaux en amplitude et décalés en phase d'exactement 180° ou 0°, respectivement. De plus, ces ratios doivent être maintenus sur toute la bande de fréquences pour laquelle ce compteur SWR est conçu. Ensuite, ces deux tensions RF sont soit additionnées (enregistrement d'onde avant), soit soustraites (enregistrement d'onde inverse).
La première source d'erreur avec cette méthode d'enregistrement du ROS est que les capteurs, notamment dans les conceptions artisanales, ne fournissent pas les relations mentionnées ci-dessus entre les deux tensions sur toute la bande de fréquence. En conséquence, un « déséquilibre du système » se produit - la pénétration de la tension RF du canal qui traite les informations sur l'onde directe dans le canal qui le fait pour l'onde inverse, et vice versa. Le degré d'isolement de ces deux canaux est généralement caractérisé par le coefficient de directivité du dispositif. Même pour les appareils apparemment bons destinés aux radioamateurs, et encore plus pour les appareils artisanaux, il dépasse rarement 20...25 dB.

Cela signifie que vous ne pouvez pas faire confiance aux lectures d'un tel « compteur SWR » pour déterminer de petites valeurs SWR. De plus, selon la nature de la charge au point de mesure (et cela dépend de la longueur du doseur !), les écarts par rapport à la valeur réelle peuvent être dans un sens ou dans l'autre. Ainsi, avec un coefficient de directivité de l'appareil de 20 dB, la valeur de SWR = 2 peut correspondre aux lectures de l'appareil de 1,5 à 2,5. C'est pourquoi l'une des méthodes permettant de tester de tels dispositifs consiste à mesurer le ROS, qui n'est pas égal à 1, à des longueurs d'alimentation qui diffèrent d'un quart de la longueur d'onde de fonctionnement. Si différentes valeurs SWR sont obtenues, cela indique seulement qu'un compteur SWR particulier a une directivité insuffisante...
C'est cet effet qui a apparemment donné naissance à la légende sur l'influence de la longueur du feeder sur le SWR.

Un autre point est la nature pas entièrement « point par point » des mesures dans de tels appareils (les points où les informations sur la tension et le courant sont collectées ne coïncident pas).

L'influence de cet effet est moins significative. Une autre source d’erreurs est une baisse de l’efficacité de redressement des diodes des capteurs à faibles tensions RF. Cet effet est connu de la plupart des radioamateurs. Cela conduit à une « amélioration » du ROS aux faibles valeurs. Pour cette raison, les compteurs ROS n'utilisent presque jamais de diodes au silicium, dont la zone de redressement inefficace est bien plus grande que celle des diodes au germanium ou Schottky. La présence de cet effet dans un appareil particulier est facilement vérifiée en modifiant le niveau de puissance auquel les mesures sont effectuées. Si le SWR commence à « augmenter » avec l'augmentation de la puissance (nous parlons de ses petites valeurs), alors la diode chargée d'enregistrer l'onde arrière sous-estime clairement la valeur de tension qui lui correspond.

Lorsque la tension RF au niveau du redresseur du capteur est inférieure à 1 V (valeur efficace), la linéarité du voltmètre, y compris ceux réalisés à l'aide de diodes au germanium, est perturbée. Cet effet peut être minimisé en calibrant l'échelle du compteur SWR non pas par calcul (comme cela se fait souvent), mais par les valeurs réelles du ROS de la charge.

Et enfin, on ne peut manquer de mentionner le courant circulant dans la tresse extérieure du chargeur. Si des mesures appropriées ne sont pas prises, cela peut être perceptible et affecter les relevés du compteur. Il est impératif de vérifier son absence lors de la mesure du ROS des antennes réelles.

Tous ces problèmes sont présents dans les appareils fabriqués en usine, mais ils sont particulièrement aggravés dans les conceptions artisanales. Ainsi, dans de tels dispositifs, même un blindage insuffisant à l'intérieur du bloc de capteurs d'ondes avant et arrière peut jouer un rôle important.

Quant aux appareils fabriqués en usine, pour illustrer leurs caractéristiques réelles, on peut citer les données d'une revue publiée dans. Le laboratoire ARRL a testé cinq compteurs de puissance et SWR de différentes sociétés. Prix ​​​​- de 100 à 170 dollars américains. Quatre appareils utilisaient des indicateurs à deux pointeurs de puissance directe et inverse (réfléchie), ce qui permettait de lire immédiatement la valeur SWR sur l'échelle combinée de l'appareil. Presque tous les appareils présentaient une erreur notable dans la mesure de la puissance (jusqu'à 10...15 %) et une inégalité notable dans son indication en fréquence (dans la bande de fréquences 2...28 MHz). Autrement dit, nous pouvons nous attendre à ce que l’erreur de lecture du SWR soit supérieure aux valeurs données. De plus, tous les appareils, connectés à une antenne équivalente, n’affichaient pas SWR=1. L'un d'eux (pas le moins cher) affichait même 1,25 à 28 MHz.
En d'autres termes, vous devez être prudent lorsque vous vérifiez les compteurs SWR faits maison à l'aide d'instruments produits pour les radioamateurs. Et à la lumière de ce qui a été dit, les déclarations de certains radioamateurs, qui peuvent souvent être entendues à l'antenne ou lues dans des articles radioamateurs sur Internet ou dans des magazines, semblent complètement drôles, selon lesquelles leur SWR est, par exemple, 1.25... Et l'opportunité d'introduire la lecture numérique des valeurs dans de tels appareils VSWR ne semble pas si pratique.

Boris STÉPANOV

Un appareil de mesure de la qualité de l'adéquation entre la ligne d'alimentation et l'antenne (compteur SWR) est un élément indispensable d'une station de radio amateur. Dans quelle mesure un tel dispositif fournit-il des informations fiables sur l'état du système d'antennes ? La pratique montre que tous les compteurs SWR fabriqués en usine n'offrent pas une précision de mesure élevée. Cela est encore plus vrai lorsqu'il s'agit de structures faites maison. L'article présenté à nos lecteurs traite d'un compteur SWR avec un transformateur de courant. Les appareils de ce type sont largement utilisés aussi bien par les professionnels que par les radioamateurs. L'article donne la théorie de son fonctionnement et analyse les facteurs influençant la précision des mesures. Il se termine par une description de deux conceptions simples et pratiques de compteurs SWR, dont les caractéristiques satisferont les radioamateurs les plus exigeants.

Un peu de théorie

Si une ligne de connexion homogène (alimentation) avec une impédance caractéristique Z® connectée à l'émetteur est chargée d'une résistance Zн≠Z®, alors des ondes incidentes et réfléchies y apparaissent. Le coefficient de réflexion r (réflexion) est généralement défini comme le rapport de l'amplitude de l'onde réfléchie par la charge à l'amplitude de l'onde incidente. Les coefficients de réflexion pour le courant r et la tension ru sont égaux au rapport des valeurs correspondantes dans les ondes réfléchies et incidentes. La phase du courant réfléchi (par rapport à celui incident) dépend de la relation entre Zн et Zо. Si Zн>Zо, alors le courant réfléchi sera antiphase par rapport à celui incident, et si Zн

La valeur du coefficient de réflexion r est déterminée par la formule

où Rn et Xn sont respectivement les composantes active et réactive de la résistance de charge. Avec une charge purement active Xn = 0, la formule se simplifie en r=(Rn-Zo)/(Rn+Zo). Par exemple, si un câble avec une impédance caractéristique de 50 Ohms est chargé avec une résistance de 75 Ohms, alors le coefficient de réflexion sera r = (75-50)/(75+50) = 0,2.

Sur la fig. La figure 1a montre la répartition de la tension Ul et du courant Il le long de la ligne précisément dans ce cas (les pertes dans la ligne ne sont pas prises en compte). L'échelle le long de l'axe des ordonnées du courant est supposée être Z® fois plus grande - dans ce cas, les deux graphiques auront la même taille verticale. La ligne pointillée est un graphique de la tension Ulo et du courant Ilo dans le cas où Rн=Zо. Par exemple, une section d'une ligne de longueur λ est prise. S'il est plus long, le motif se répétera cycliquement tous les 0,5λ. Aux points de la ligne où les phases incidente et réfléchie coïncident, la tension est maximale et égale à Uл max -= Uо(1 + r) = Uо(1 + 0,2) = 1,2 Uо, et à ceux où les phases sont opposés, il est minimal et est égal à Ul min = Ul(1 - 0,2) = = 0,8Ul. Par définition, SWR = Ul max/ /Ul min=1l2Uл/0I8Uл=1I5.

Les formules de calcul de SWR et r peuvent également être écrites comme suit : SWR = (1+r)/(1-r) et r = = (SWR-1)/(SWR+1). Notons un point important - la somme des tensions maximale et minimale Uл max + Uл min = Uло(1 + r) + Уло(1 - r) = 2Uno, et leur différence Ul max - Ul min = 2Uлo. A partir des valeurs obtenues, il est possible de calculer la puissance de l'onde incidente Ppad = Uо2/Zo et la puissance de l'onde réfléchie Pоtr = = (rUо)2/Zo. Dans notre cas (pour SWR = 1,5 et r = 0,2), la puissance de l'onde réfléchie ne sera que de 4% de la puissance de celle incidente.

La détermination du ROS en mesurant la distribution de tension le long d'une section de ligne à la recherche des valeurs de Ul max et Ul min a été largement utilisée dans le passé

non seulement sur les lignes aériennes ouvertes, mais aussi dans les départs coaxiaux (principalement sur VHF). À cette fin, une section de mesure du chargeur a été utilisée, qui avait une longue fente longitudinale, le long de laquelle un chariot se déplaçait avec une sonde insérée dedans - la tête d'un voltmètre RF.

Le ROS peut être déterminé en mesurant le courant Il dans l'un des fils de ligne sur une section inférieure à 0,5 λ de long. Après avoir déterminé les valeurs maximales et minimales, calculez SWR = Imax/Imin. Pour mesurer le courant, un convertisseur courant-tension est utilisé sous la forme d'un transformateur de courant (TT) avec une résistance de charge, dont la tension aux bornes est proportionnelle et en phase au courant mesuré. Notons un fait intéressant - avec certains paramètres TT, à sa sortie il est possible d'obtenir une tension égale à la tension sur la ligne (entre conducteurs), c'est-à-dire Utl = IlZo.

Sur la fig. La figure 1b montre ensemble un graphique de l'évolution de Ul le long de la ligne et un graphique de l'évolution de Utl. Les graphiques ont la même amplitude et la même forme, mais sont décalés les uns par rapport aux autres de 0,25X. L'analyse de ces courbes montre qu'il est possible de déterminer r (ou SWR) en mesurant simultanément les valeurs de Ul et UTL en tout point de la ligne. Aux endroits des maxima et minima des deux courbes (points 1 et 2), cela est évident : le rapport de ces valeurs Ul/Utl (ou Utl/Utl) est égal au TOS, la somme est égale à 2Ulo , et la différence est de 2rUlo. Aux points intermédiaires, Ul et Utl sont déphasés et doivent être ajoutés en tant que vecteurs, cependant, les relations ci-dessus sont préservées, car l'onde de tension réfléchie est toujours inverse en phase à l'onde de courant réfléchie, et rUlo = rUtl.

Par conséquent, un appareil contenant un voltmètre, un convertisseur courant-tension calibré et un circuit d'addition-soustraction vous permettra de déterminer des paramètres de ligne tels que r ou SWR, ainsi que Rpad et Rotr lorsqu'il est allumé n'importe où dans la ligne.

Les premières informations sur des appareils de ce type remontent à 1943 et sont reproduites dans. Les premiers dispositifs pratiques connus de l'auteur ont été décrits dans. La version du circuit prise comme base est présentée sur la Fig. 2. L'appareil contenait :

• capteur de tension - diviseur capacitif sur C1 et C2 avec une tension de sortie Uc, nettement inférieure à la tension sur la ligne Ul. Le rapport p = Uc/Uл est appelé coefficient de couplage ;
• transformateur de courant T1, enroulé sur un noyau magnétique à anneau carbonyle. Son enroulement primaire avait une spire sous la forme d'un conducteur passant par le centre de l'anneau, l'enroulement secondaire avait n spires, la charge sur l'enroulement secondaire était la résistance R1, la tension de sortie était de 2Ut. L'enroulement secondaire peut être constitué de deux enroulements séparés avec une tension Ut chacun et avec sa propre résistance de charge, cependant, il est structurellement plus pratique de réaliser un enroulement avec une prise du milieu ;
• détecteurs sur diodes VD1 et VD2, interrupteur SA1 et voltmètre sur microampèremètre PA1 avec résistances supplémentaires.

L'enroulement secondaire du transformateur T1 est connecté de telle manière que lorsque l'émetteur est connecté au connecteur à gauche sur le schéma et la charge à droite, la tension totale Uc + UT est fournie à la diode VD1, et la différence la tension est fournie à la diode VD2. Lorsqu'une charge de référence résistive avec une résistance égale à l'impédance caractéristique de la ligne est connectée à la sortie du compteur SWR, il n'y a pas d'onde réfléchie et, par conséquent, la tension RF à VD2 peut être nulle. Ceci est réalisé lors du processus d'équilibrage du dispositif en égalisant les tensions UT et Uc à l'aide d'un condensateur d'accord C1. Comme indiqué ci-dessus, après un tel réglage, l'amplitude de la tension différentielle (à Zн≠Zо) sera proportionnelle au coefficient de réflexion R. Les mesures avec une charge réelle sont effectuées de cette manière. Tout d'abord, dans la position de l'interrupteur SA1 ("Onde incidente") représentée sur le schéma, la résistance variable d'étalonnage R3 est utilisée pour régler la flèche de l'instrument sur la dernière division d'échelle (par exemple, 100 μA). Ensuite, l'interrupteur SA1 est déplacé vers la position inférieure selon le schéma (« onde réfléchie ») et la valeur r est comptée. Dans le cas de RH = 75 Ohm, l'appareil doit afficher 20 μA, ce qui correspond à r = 0,2. La valeur de SWR est déterminée par la formule ci-dessus - SWR = (1 +0,2)/ /(1-0,2) = 1,5 ou SWR = (100+20)/ /(100-20) = 1,5. Dans cet exemple, le détecteur est supposé linéaire – en réalité il faut introduire une correction pour tenir compte de sa non-linéarité. Avec un étalonnage approprié, l'appareil peut être utilisé pour mesurer les puissances incidentes et réfléchies.

La précision du compteur SWR en tant qu'appareil de mesure dépend d'un certain nombre de facteurs, principalement de la précision de l'équilibrage de l'appareil en position SA1 « Onde réfléchie » à Rн = Zo. L'équilibrage idéal correspond à des tensions Uс et Uт, égales en amplitude et strictement opposées en phase, c'est-à-dire que leur différence (somme algébrique) est nulle. Dans une conception réelle, il y a toujours un reste Ures déséquilibré. Regardons un exemple de la façon dont cela affecte le résultat final de la mesure. Supposons que lors de l'équilibrage, les tensions résultantes soient Uс = 0,5 V et Uт = 0,45 V (c'est-à-dire un déséquilibre de 0,05 V, ce qui est tout à fait réaliste). Avec une charge Rн = 75 Ohm dans une ligne de 50 Ohm, nous avons en fait SWR = 75/50 = 1,5 et r = 0,2, et l'amplitude de l'onde réfléchie, recalculée aux niveaux intra-appareil, sera rUc = 0,2x0 .5 = 0, 1 V et rUт = 0,2x0,45 = 0,09 V.

Regardons à nouveau la Fig. 1, b, dont les courbes sont représentées pour SWR = 1,5 (les courbes Ul et Utl pour la ligne correspondront dans notre cas à Uс et Ut). Au point 1 Uc max = 0,5 + 0,1 = 0,6 V, Ut min = 0,45 - 0,09 = 0,36 V et SWR = 0,6/0,36 = 1,67. Au point 2UTmax = 0,45 + 0,09 = 0,54 V, Ucmin = 0,5 - 0,1 = 0,4 et SWR = 0,54/0,4 = 1,35. De ce simple calcul, il est clair que selon l'endroit où un tel compteur SWR est connecté à une ligne avec un SWR réel = 1,5 ou lorsque la longueur de la ligne entre l'appareil et la charge change, différentes valeurs SWR peuvent être lues - de 1,35 à 1,67 !

Qu’est-ce qui peut conduire à un équilibrage inexact ?

1. La présence d'une tension de coupure d'une diode au germanium (dans notre cas VD2), à laquelle elle cesse de conduire, est d'environ 0,05 V. Par conséquent, avec UOCT< 0,05 В прибор РА1 покажет "ноль" и можно допустить ошибку в балансировке. Относительная неточность значительно уменьшится, если поднять в несколько раз напряжения Uc и соответственно UT. Например, при Uc = 2 В и UT = 1,95 В (Uост = 0,05 В) пределы изменения КСВ для приведенного выше примера будут уже только от 1,46 до 1,54.

2. Présence de dépendance en fréquence des tensions Uc ou UT. Cependant, un équilibrage précis peut ne pas être obtenu sur toute la plage de fréquences de fonctionnement. Regardons un exemple d'une des raisons possibles. Disons que l'appareil utilise un condensateur diviseur C2 d'une capacité de 150 pF avec des fils d'un diamètre de 0,5 mm et d'une longueur de 10 mm chacun. L'inductance mesurée d'un fil de ce diamètre d'une longueur de 20 mm s'est avérée égale à L = 0,03 µH. À la fréquence de fonctionnement supérieure f = 30 MHz, la résistance du condensateur sera Xc = 1 /2πfС = -j35,4 Ohm, la réactance totale des bornes XL = 22πfL = j5,7 Ohm. De ce fait, la résistance du bras inférieur du diviseur diminuera jusqu'à la valeur -j35,4 + j5f7 = -j29,7 Ohm (cela correspond à un condensateur d'une capacité de 177 pF). Dans le même temps, aux fréquences de 7 MHz et inférieures, l'influence des broches est négligeable. D'où la conclusion : dans le bras inférieur du diviseur, des condensateurs non inductifs avec un minimum de conducteurs (par exemple, support ou traversée) doivent être utilisés et plusieurs condensateurs doivent être connectés en parallèle. Les bornes du condensateur « supérieur » C1 n'ont quasiment aucun effet sur la situation, puisque le Xc du condensateur supérieur est plusieurs dizaines de fois supérieur à celui du condensateur inférieur. Vous pouvez obtenir un équilibrage uniforme sur toute la bande de fréquences de fonctionnement en utilisant une solution originale, qui sera discutée lors de la description des conceptions pratiques.

3.2. La réactance inductive de l'enroulement secondaire T1 aux fréquences inférieures de la plage de fonctionnement (~ 1,8 MHz) peut shunter considérablement R1, ce qui entraînera une diminution de UT et de son déphasage.

3.3. La résistance R2 fait partie du circuit du détecteur. Puisque, selon le circuit, il shunte C2, à des fréquences plus basses, le coefficient de division peut devenir dépendant de la fréquence et de la phase.

3.4. Dans le schéma de la Fig. 2 détecteurs sur VD1 ou VD2 à l'état ouvert contournent le bras inférieur du diviseur capacitif vers C2 avec leur résistance d'entrée RBX, c'est à dire que RBX agit de la même manière que R2. L'influence de RBX est insignifiante à (R3 + R2) supérieur à 40 kOhm, ce qui nécessite l'utilisation d'un indicateur sensible PA1 avec un courant de déviation total ne dépassant pas 100 μA et une tension RF à VD1 d'au moins 4 V.

3.5. Les connecteurs d'entrée et de sortie du compteur SWR sont généralement séparés de 30...100 mm. À une fréquence de 30 MHz, la différence de phase de tension sur les connecteurs sera α= [(0,03... 0,1)/10]360°- 1... 3,5°. La manière dont cela peut affecter le travail est démontrée sur la Fig. 3a et fig. 3, b. La seule différence entre les circuits de ces figures est que le condensateur C1 est connecté à des connecteurs différents (T1 dans les deux cas est situé au milieu du conducteur entre les connecteurs).

Dans le premier cas, le reste non compensé peut être réduit si la phase UOCT est ajustée à l'aide d'un petit condensateur Ck connecté en parallèle, et dans le second cas, en connectant en série avec R1 une petite inductance Lk sous forme de boucle filaire. Cette méthode est souvent utilisée dans les compteurs SWR faits maison et « de marque », mais cela ne devrait pas être fait. Pour le vérifier, il suffit de tourner l'appareil pour que le connecteur d'entrée devienne le connecteur de sortie. Dans ce cas, la compensation qui a aidé avant le virage deviendra préjudiciable - l'Uoct augmentera considérablement. Lorsque vous travaillez sur une ligne réelle avec une charge inégalée, en fonction de la longueur de la ligne, l'appareil peut arriver à un endroit de la ligne où la correction introduite « améliorera » le ROS réel ou, à l'inverse, le « empirera ». Dans tous les cas, le décompte sera incorrect. Il est recommandé de placer les connecteurs aussi près que possible les uns des autres et d'utiliser la conception de circuit originale indiquée ci-dessous.

Pour illustrer à quel point les raisons évoquées ci-dessus peuvent affecter la fiabilité des lectures du compteur SWR, la Fig. La figure 4 montre les résultats des tests de deux appareils fabriqués en usine. Le test consistait à installer une charge inégalée avec un ROS calculé = 2,25 à l'extrémité d'une ligne composée d'un certain nombre de sections de câble connectées en série avec Z® = 50 Ohms, chacune de longueur λ/8.

Lors des mesures, la longueur totale de la ligne variait de λ/8 à 5/8λ. Deux appareils ont été testés : le BRAND X bon marché (courbe 2) et l'un des meilleurs modèles - BIRD 43 (courbe 3). La courbe 1 montre le vrai SWR. Comme on dit, les commentaires sont inutiles.

Sur la fig. La figure 5 montre un graphique de la dépendance de l'erreur de mesure sur la valeur du coefficient de directivité D (directivité) du compteur SWR. Des graphiques similaires pour KBV = 1/SWR sont donnés dans. En ce qui concerne le dessin de la Fig. 2, ce coefficient est égal au rapport des tensions HF sur les diodes VD1 et VD2 lorsqu'elles sont connectées à la sortie du compteur SWR de charge Rн = Zо D = 20lg(2Uо/Uore). Ainsi, mieux le circuit était équilibré (plus Ures est bas), plus D. Vous pouvez également utiliser les lectures de l'indicateur PA1 - D = 20 x x log(Ipad/Iref). cependant, cette valeur D sera moins précise en raison de la non-linéarité des diodes.

Sur le graphique, l'axe horizontal montre les valeurs réelles du SWR et l'axe vertical montre celles mesurées, en tenant compte de l'erreur en fonction de la valeur D du compteur SWR. La ligne pointillée montre un exemple - SWR réel = 2, un appareil avec D = 20 dB donnera des lectures de 1,5 ou 2,5, et avec D = 40 dB - 1,9 ou 2,1, respectivement.

Comme il ressort des données de la littérature, le compteur SWR selon le diagramme de la Fig. 2 a D - 20 dB. Cela signifie que sans correction significative, il ne peut pas être utilisé pour des mesures précises.

La deuxième raison la plus importante des lectures incorrectes du compteur SWR est liée à la non-linéarité de la caractéristique courant-tension des diodes du détecteur. Cela conduit à une dépendance des lectures sur le niveau de puissance fournie, en particulier dans la partie initiale de l'échelle indicatrice PA1. Dans les compteurs SWR de marque, l'indicateur comporte souvent deux échelles : pour les niveaux de puissance faibles et élevés.

Le transformateur de courant T1 est une partie importante du compteur SWR. Ses principales caractéristiques sont les mêmes que celles d'un transformateur de tension plus classique : nombre de tours de l'enroulement primaire n1 et de l'enroulement secondaire n2, rapport de transformation k = n2/n1, courant de l'enroulement secondaire I2 = l1/k. La différence est que le courant traversant l'enroulement primaire est déterminé par le circuit externe (dans notre cas, c'est le courant dans le départ) et ne dépend pas de la résistance de charge de l'enroulement secondaire R1, donc le courant l2 ne dépend pas non plus dépendent de la valeur de la résistance R1. Par exemple, si la puissance P = 100 W est transmise via une alimentation Zo = 50 Ohm, le courant I1 = √P/Zo = 1,41 A et à k = 20, le courant de l'enroulement secondaire sera l2 = I1/k - 0,07 A. Tension aux sorties de l'enroulement secondaire sera déterminée par la valeur de R1 : 2UT = l2 x R1 et à R1 = 68 Ohms ce sera 2UT = 4,8 V. La puissance libérée au niveau de la résistance P = (2UT)2/R1 = 0,34 W. Faisons attention à une caractéristique du transformateur de courant : moins il y a de tours dans l'enroulement secondaire, plus la tension à ses bornes sera élevée (au même R1). Le mode le plus difficile pour un transformateur de courant est le mode repos (R1 = ∞), alors que la tension à sa sortie augmente fortement, le circuit magnétique se sature et s'échauffe tellement qu'il peut s'effondrer.

Dans la plupart des cas, un seul tour est utilisé dans l'enroulement primaire. Cette bobine peut avoir différentes formes, comme le montre la Fig. 6,a et fig. 6,b (ils sont équivalents), mais le bobinage selon la Fig. 6,c fait déjà deux tours.

Un autre problème est l'utilisation d'un écran relié au corps sous la forme d'un tube entre le fil central et l'enroulement secondaire. D'une part, l'écran élimine le couplage capacitif entre les enroulements, ce qui améliore quelque peu l'équilibrage du signal différence ; d'autre part, des courants de Foucault apparaissent dans l'écran, qui affectent également l'équilibrage. La pratique a montré qu'avec et sans écran, vous pouvez obtenir à peu près les mêmes résultats. Si l'écran est encore utilisé, sa longueur doit être minimale, approximativement égale à la largeur du noyau magnétique utilisé, et reliée au corps par un large conducteur court. L'écran doit être « mis à la terre » par rapport à la ligne centrale, à égale distance des deux connecteurs. Pour l'écran, vous pouvez utiliser un tube en laiton d'un diamètre de 4 mm issu d'antennes télescopiques.

Pour les compteurs SWR avec une puissance transmise jusqu'à 1 kW, des noyaux magnétiques à anneau de ferrite de dimensions K12x6x4 et même K10x6x3 conviennent. La pratique a montré que le nombre optimal de tours n2 = 20. Avec une inductance de l'enroulement secondaire de 40...60 μH, la plus grande uniformité de fréquence est obtenue (la valeur admissible va jusqu'à 200 μH). Il est possible d'utiliser des noyaux magnétiques avec une perméabilité de 200 à 1000, et il est conseillé de choisir une taille standard qui assurera une inductance de bobinage optimale.

Vous pouvez utiliser des noyaux magnétiques avec une perméabilité plus faible si vous utilisez des tailles plus grandes, augmentez le nombre de tours et/ou réduisez la résistance R1. Si la perméabilité des circuits magnétiques existants est inconnue, si vous disposez d'un inductancemètre, elle peut être déterminée. Pour ce faire, vous devez enrouler dix tours sur un noyau magnétique inconnu (un tour est considéré comme chaque intersection du fil avec le trou interne du noyau), mesurer l'inductance de la bobine L (μH) et substituer cette valeur par la formule μ = 2,5 LDav/S, où Dav est le diamètre moyen du noyau magnétique en cm ; S est la section transversale du noyau en cm 2 (exemple - pour K10x6x3 Dcp = 0,8 cm et S = 0,2x0,3 = 0,06 cm 2).

Si μ du circuit magnétique est connu, l'inductance d'un enroulement de n tours peut être calculée : L = μn 2 S/250Dcp.

L'applicabilité des noyaux magnétiques pour un niveau de puissance de 1 kW ou plus peut également être vérifiée à 100 W dans le chargeur. Pour ce faire, vous devez installer temporairement une résistance R1 d'une valeur 4 fois plus grande ; en conséquence, la tension Ut augmentera également 4 fois, ce qui équivaut à une augmentation de la puissance passante de 16 fois. L'échauffement du circuit magnétique peut être vérifié au toucher (la puissance sur la résistance temporaire R1 augmentera également 4 fois). En conditions réelles, la puissance sur la résistance R1 augmente proportionnellement à l'augmentation de la puissance dans le départ.

Compteurs ROS UT1MA

Les deux conceptions du compteur UT1MA SWR, qui seront discutées ci-dessous, ont presque la même conception, mais des conceptions différentes. Dans la première version (KMA - 01), le capteur haute fréquence et la partie indicatrice sont séparés. Le capteur dispose de connecteurs coaxiaux d'entrée et de sortie et peut être installé n'importe où sur le chemin d'alimentation. Il est connecté à l'indicateur avec un câble à trois fils de n'importe quelle longueur. Dans la deuxième option (KMA - 02), les deux unités sont situées dans un seul logement.

Le diagramme du compteur SWR est présenté sur la Fig. 7 et il diffère du schéma de base de la Fig. 2 par la présence de trois circuits de correction.

Regardons ces différences.

1. Le bras supérieur du diviseur capacitif C1 est constitué de deux condensateurs permanents identiques C1 = C1 "+ C1", connectés respectivement aux connecteurs d'entrée et de sortie. Comme indiqué dans la première partie de l'article, les phases des tensions au niveau de ces connecteurs sont légèrement différentes, et avec cette connexion, la phase Uc est moyennée et se rapproche de la phase UT. Cela améliore l'équilibrage de l'appareil.
2. Grâce à l'introduction de la bobine L1, la résistance du bras supérieur du diviseur capacitif devient dépendante de la fréquence, ce qui permet de niveler l'équilibrage sur le bord supérieur de la plage de fonctionnement (21...30 MHz).
3. En sélectionnant la résistance R2 (c'est-à-dire la constante de temps de la chaîne R2C2), il est possible de compenser le déséquilibre provoqué par la chute de tension UT et son déphasage au bord inférieur de la plage (1,8...3,5 MHz).

De plus, l'équilibrage est réalisé par un condensateur d'accord connecté au bras inférieur du diviseur. Cela simplifie l'installation et permet l'utilisation d'un condensateur d'accord de faible puissance et de petite taille.

La conception offre la possibilité de mesurer la puissance des ondes incidentes et réfléchies. Pour ce faire, à l'aide du commutateur SA2, au lieu de la résistance d'étalonnage variable R4, une résistance d'ajustement R5 est introduite dans le circuit indicateur, qui fixe la limite souhaitée pour la puissance mesurée.

L'utilisation d'une correction optimale et d'une conception rationnelle du dispositif a permis d'obtenir un coefficient de directivité D compris dans la plage de 35...45 dB dans la bande de fréquences 1,8...30 MHz.

Les détails suivants sont utilisés dans les compteurs SWR.

L'enroulement secondaire du transformateur T1 contient 2 x 10 tours (enroulement en 2 fils) avec un fil de 0,35 PEV, disposés uniformément sur un anneau de ferrite K12 x 6 x 4 d'une perméabilité d'environ 400 (inductance mesurée ~ 90 μH).

Résistance R1 - 68 Ohm MLT, de préférence sans rainure de vis sur le corps de la résistance. Avec une puissance passante inférieure à 250 W, il suffit d'installer une résistance avec une puissance dissipée de 1 W, avec une puissance de 500 W - 2 W. D'une puissance de 1 kW, la résistance R1 peut être composée de deux résistances connectées en parallèle d'une résistance de 130 Ohms et d'une puissance de 2 W chacune. Cependant, si le V-mètre KS est conçu pour un niveau de puissance élevé, il est judicieux de doubler le nombre de tours de l'enroulement secondaire T1 (jusqu'à 2 x 20 tours). Cela réduira de 4 fois la dissipation de puissance requise de la résistance R1 (dans ce cas, le condensateur C2 devrait avoir deux fois la capacité).

La capacité de chacun des condensateurs C G et C1 " peut être comprise entre 2,4...3 pF (KT, KTK, KD pour une tension de fonctionnement de 500 V à P ≥ 1 kW et 200...250 V à une tension inférieure Condensateurs C2 - pour toute tension (KTK ou autre non inductif, un ou 2 - 3 en parallèle), condensateur C3 - trimmer de petite taille avec limites de changement de capacité de 3...20 pF (KPK - M, KT - 4) La capacité requise du condensateur C2 dépend de la valeur totale de la capacité du bras supérieur du diviseur capacitif, qui comprend, en plus des condensateurs C "+ C1", également la capacité C0 ~ 1 pF entre l'enroulement secondaire du transformateur T1 et du conducteur central. La capacité totale du bras inférieur - C2 plus C3 à R1 = 68 Ohm doit être environ 30 fois supérieure à la capacité du bras supérieur. Diodes VD1 et VD2 - D311, condensateurs C4, C5 et C6 - d'une capacité de 0,0033... 0,01 µF (KM ou autre haute fréquence), indicateur RA1 - M2003 avec un courant de déviation total de 100 µA, résistance variable R4 - 150 kOhm SP - 4 - 2m, résistance d'ajustement R4 - La résistance R3 de 150 kOhm a une résistance de 10 kOhm - elle protège l'indicateur d'une éventuelle surcharge.

La valeur de l'inductance de correction L1 peut être déterminée comme suit. Lors de l'équilibrage de l'appareil (sans L1), vous devez marquer les positions du rotor du condensateur d'accord C3 aux fréquences de 14 et 29 MHz, puis le dessouder et mesurer la capacité dans les deux positions marquées. Disons que pour la fréquence supérieure, la capacité s'avère inférieure de 5 pF et que la capacité totale du bras inférieur du diviseur est d'environ 130 pF, c'est-à-dire que la différence est de 5/130 ou environ 4 %. Par conséquent, pour l'égalisation de fréquence, il est nécessaire de réduire la résistance du haut du bras d'environ 4 % à une fréquence de 29 MHz. Par exemple, avec C1 + C0 = 5 pF, la résistance capacitive Xc = 1/2πfС - j1100 Ohm, respectivement, Xc - j44 Ohm et L1 = XL1 / 2πf = 0,24 μH.

Dans les appareils d'origine, la bobine L1 avait 8...9 tours avec du fil PELSHO 0,29. Le diamètre intérieur de la bobine est de 5 mm, le bobinage est serré, suivi d'une imprégnation avec de la colle BF-2. Le nombre final de tours est déterminé après sa mise en place. Dans un premier temps, l'équilibrage est effectué à une fréquence de 14 MHz, puis la fréquence est réglée à 29 MHz et le nombre de tours de la bobine L1 est choisi de telle sorte que le circuit soit équilibré aux deux fréquences avec la même position du trimmer C3.

Après avoir obtenu un bon équilibrage des fréquences moyennes et hautes, réglez la fréquence sur 1,8 MHz, soudez temporairement une résistance variable avec une résistance de 15...20 kOhm à la place de la résistance R2 et trouvez la valeur à laquelle UOCT est minimale. La valeur de résistance de la résistance R2 dépend de l'inductance de l'enroulement secondaire T1 et se situe dans la plage de 5...20 kOhm pour son inductance 40...200 μH (valeurs de résistance plus élevées pour une inductance plus élevée).

Dans les conditions de radioamateur, le plus souvent un microampèremètre avec une échelle linéaire est utilisé dans l'indicateur du compteur SWR et la lecture est effectuée selon la formule SWR = (Ipad + Iref) / (Ipad -Iref), où I en microampères est le lectures de l’indicateur dans les modes « incident » et « réfléchi » respectivement. Dans ce cas, l’erreur due à la non-linéarité de la section initiale des caractéristiques courant-tension des diodes n’est pas prise en compte. Des tests avec des charges de différentes tailles à une fréquence de 7 MHz ont montré qu'à une puissance d'environ 100 W, les lectures de l'indicateur étaient en moyenne inférieures d'une division (1 µA) aux valeurs réelles, à 25 W - 2,5...3 µA de moins. , et à 10 W - par 4 µA. D'où une simple recommandation : pour l'option 100 watts, déplacez la position initiale (zéro) de l'aiguille de l'instrument d'une division vers le haut, et lorsque vous utilisez 10 W (par exemple, lors de la configuration d'une antenne), ajoutez 4 µA supplémentaires à la lecture sur la balance en position « réfléchie ». Exemple - les lectures « incidentes/réfléchies » sont respectivement de 100/16 µA, et le ROS correct sera (100 + 20) / (100 - 20) = 1,5. Avec une puissance importante - 500 W ou plus - cette correction n'est pas nécessaire.

Il est à noter que tous les types de compteurs ROS amateurs (transformateur de courant, pont, coupleurs directionnels) donnent des valeurs du coefficient de réflexion r, et il faut ensuite calculer la valeur du ROS. Pendant ce temps, c'est r qui est le principal indicateur du degré de coordination, et SWR est un indicateur dérivé. Cela peut être confirmé par le fait qu'en télécommunications, le degré d'accord est caractérisé par l'atténuation des incohérences (le même r, uniquement en décibels). Les appareils de marque coûteux fournissent également une lecture appelée perte de retour.

Que se passe-t-il si des diodes au silicium sont utilisées comme détecteurs ? Si une diode au germanium à température ambiante a une tension de coupure, à laquelle le courant traversant la diode n'est que de 0,2...0,3 μA, est d'environ 0,045 V, alors une diode au silicium est déjà de 0,3 V. Par conséquent, afin de maintenir la précision de la lecture lors du passage aux diodes silicium, il est nécessaire d'augmenter les niveaux de tension Uc et UT (!) de plus de 6 fois. Dans l'expérience, lors du remplacement des diodes D311 par KD522 à P = 100 W, charge Zn = 75 Ohm et mêmes Uc et UT, les chiffres suivants ont été obtenus : avant remplacement - 100/19 et SWR = 1,48, après remplacement - 100/ 12 et SWR calculé = 1,27. L'utilisation d'un circuit doubleur utilisant des diodes KD522 a donné un résultat encore pire - 100/11 et un SWR calculé = 1,25.

Le boîtier du capteur dans une version séparée peut être en cuivre, en aluminium ou soudé à partir de plaques de fibre de verre double face d'une épaisseur de 1,5...2 mm. Un croquis d'une telle conception est présenté sur la Fig. 8, une.

Le boîtier se compose de deux compartiments, l'un en face de l'autre se trouvent des connecteurs RF (CP - 50 ou SO - 239 avec des brides mesurant 25x25 mm), un cavalier en fil d'un diamètre de 1,4 mm dans une isolation en polyéthylène d'un diamètre de 4,8 mm (du câble RK50 - 4), transformateur de courant T1, condensateurs du diviseur capacitif et bobine de compensation L1, dans l'autre - résistances R1, R2, diodes, condensateurs d'accord et de blocage et un connecteur basse fréquence de petite taille. Broches T1 de longueur minimale. Le point de connexion des condensateurs C1" et C1" avec la bobine L1 "pend en l'air", et le point de connexion des condensateurs C4 et C5 de la borne médiane du connecteur XZ est connecté au corps de l'appareil.

Les partitions 2, 3 et 5 ont les mêmes dimensions. Il n'y a pas de trous dans la cloison 2, mais dans la cloison 5, un trou est réalisé pour un connecteur basse fréquence spécifique à travers lequel l'unité indicatrice sera connectée. Dans le cavalier central 3 (Fig. 8, b), une feuille est sélectionnée autour de trois trous des deux côtés et trois conducteurs de traversée sont installés dans les trous (par exemple, des vis en laiton M2 et MZ). Des croquis des parois latérales 1 et 4 sont présentés sur la Fig. 8, ch. Les lignes pointillées montrent les points de connexion avant la soudure, qui est réalisée des deux côtés pour une plus grande solidité et pour assurer le contact électrique.

Pour configurer et vérifier le compteur SWR, vous avez besoin d'une résistance de charge standard de 50 Ohms (équivalent à une antenne) d'une puissance de 50...100 W. L'une des conceptions possibles de radioamateur est illustrée à la Fig. 11. Il utilise une résistance TVO commune avec une résistance de 51 Ohms et une puissance de dissipation de 60 W (dimensions du rectangle 45 x 25 x 180 mm).

À l’intérieur du corps de la résistance en céramique se trouve un long canal cylindrique rempli d’une substance résistive. La résistance doit être fermement appuyée contre le fond du boîtier en aluminium. Cela améliore la dissipation thermique et crée une capacité distribuée pour des performances améliorées sur une large bande passante. En utilisant des résistances supplémentaires avec une puissance de dissipation de 2 W, la résistance de charge d'entrée est réglée dans la plage de 49,9 à 50,1 Ohms. Avec un petit condensateur de correction à l'entrée (~ 10 pF), en utilisant cette résistance, il est possible d'obtenir une charge avec un ROS non pire que 1,05 dans une bande de fréquence jusqu'à 30 MHz. D'excellentes charges sont obtenues à partir de résistances spéciales de petite taille de type P1 - 3 d'une valeur nominale de 49,9 Ohms, qui peuvent supporter une puissance importante lors de l'utilisation d'un radiateur externe.

Des tests comparatifs de compteurs SWR de différentes sociétés et appareils décrits dans cet article ont été effectués. Le test consistait à connecter une charge inégalée de 75 ohms (équivalente à une antenne de 100 W fabriquée en usine) à un émetteur d'une puissance de sortie d'environ 100 W via le compteur SWR de 50 ohms de test et à effectuer deux mesures. L'un est connecté avec un câble RK50 court de 10 cm de long, l'autre via un câble RK50 d'environ 0,25λ de long. Plus la répartition des lectures est faible, plus l'appareil est fiable.

À une fréquence de 29 MHz, les valeurs SWR suivantes ont été obtenues :

• DRAKE WH-7......1.46/1.54
• DIAMANT SX-100......1.3/1.7
• ALAN KW-220......1.3/1.7
• ROGER RSM-600......1,35/1,65
• UT1MA......1.44/1.5

Avec une charge de 50 Ohms pour n'importe quelle longueur de câble, tous les appareils affichaient un SWR « harmonieusement »< 1,1.

La raison de la grande dispersion des lectures du RSM-600 a été découverte au cours de son étude. Cet appareil n'utilise pas un diviseur capacitif comme capteur de tension, mais un transformateur abaisseur de tension avec un rapport de transformation fixe. Cela élimine les « problèmes » du diviseur capacitif, mais réduit la fiabilité de l'appareil lors de la mesure de puissances élevées (puissance maximale RSM - 600 - seulement 200/400 W). Il n'y a pas d'élément de réglage dans son circuit, donc la résistance de charge du transformateur de courant doit être d'une grande précision (au moins 50 ± 0,5 Ohms), mais en réalité une résistance d'une résistance de 47,4 Ohms a été utilisée. Après l'avoir remplacé par une résistance de 49,9 Ohm, les résultats de mesure sont devenus nettement meilleurs - 1,48/1,58. La même raison est peut-être associée à une grande dispersion des lectures des appareils SX-100 et KW-220.

Mesurer avec une charge inégalée à l'aide d'un câble quart d'onde supplémentaire de 50 ohms est un moyen fiable de vérifier la qualité du compteur SWR. Notons trois points :

1. Pour un tel test, vous pouvez également utiliser une charge de 50 Ohm si vous connectez un condensateur en parallèle à son entrée, par exemple sous la forme d'un petit morceau de câble coaxial ouvert à son extrémité. La connexion s’effectue commodément via une jonction en T coaxial. Données expérimentales - avec un segment de RK50 de 28 cm de long à une fréquence de 29 MHz, une telle charge combinée avait un SWR - 1,3 et avec une longueur de 79 cm - SWR - 2,5 (connectez n'importe quelle charge au compteur SWR uniquement avec un câble 50 ohms) .
2. Le ROS réel dans la ligne correspond approximativement à la moyenne de deux valeurs mesurées (avec et sans câble quart d'onde supplémentaire).
3. Lors de la mesure d'un dispositif d'alimentation d'antenne réel, des difficultés peuvent survenir en raison du flux de courant sur la surface extérieure de la tresse du câble. En présence d'un tel courant, la modification de la longueur du départ par le bas peut entraîner une modification de ce courant, ce qui entraînera une modification de la charge du départ et du ROS réel. Vous pouvez réduire l'influence du courant extérieur en enroulant le départ entrant dans la pièce sous la forme d'une bobine de 15...20 tours d'un diamètre de 15...20 cm (starter de protection).

Littérature

1. D. Lechner, P. Finck. Expéditeur Kurzwellen. -Berlin : Militarverlag, 1979.
2. W.B. Bruene - Images intérieures de wattmètres directionnels. - TVQ, avril 1959.
3. D. DeMaw. Mesure de puissance RF en ligne. - TVQ, décembre 1969.
4. W. Orr, S. Cowan. Le manuel de l'antenne à faisceau. - RAC, États-Unis, 1993.
5. Beketov V., Kharchenko K. Mesures et tests dans la conception et le réglage des antennes radioamateurs. - M. : Communication, 1971.

Souvent, un client, surtout s'il achète un talkie-walkie pour la première fois, est perplexe à l'idée que pour utiliser le talkie-walkie, il faut régler l'antenne, à savoir qu'il faut réglage SWR de l'antenne. Qu’est-ce que le KSV ? Ce terme est incompréhensible pour une personne éloignée des subtilités techniques et parfois même effrayant. En fait, tout est simple.

Qu’est-ce que le KSV ? L'antenne est réglée à l'aide d'un appareil spécial - un compteur SWR. Il mesure le rapport d'ondes stationnaires et affiche la perte de puissance dans l'antenne. Plus cette valeur (SWR) est basse, mieux c'est. La valeur idéale est 1, mais en pratique elle est inaccessible en raison des pertes de signal dans le câble et les connecteurs, une valeur de 1,1 à 1,5 est considérée comme fonctionnant, les valeurs de 2 à 3 sont acceptables. Pourquoi est-ce acceptable ? Parce que lorsque la valeur SWR est trop élevée, votre antenne commence non seulement à émettre un signal dans les airs, mais aussi à le « renvoyer » dans la radio. Qu'est-ce que cela signifie et pourquoi est-ce mauvais, demandez-vous ? Premièrement, vous perdez en portée de communication, car l’efficacité de votre système d’antenne radio est réduite. Deuxièmement, les étages de sortie de la station radio surchauffent, pouvant aller jusqu'à une panne. C'est pourquoi il est important réglage du SWR de l'antenne après l'avoir installée. Un compteur SWR peu coûteux est le SWR-420 ou SWR-430 d'Optim. Il peut être utilisé avec des radios 27 MHz avec une puissance de sortie d'émetteur allant jusqu'à 100 W. L'erreur de mesure ne dépasse pas 5 %. Grâce à cet appareil, vous pouvez atteindre des valeurs SWR = 1,1 - 1,3, selon le type d'antenne choisi (mortaise ou magnétique) et son emplacement d'installation. Mais vous n'avez pas besoin de vous y attarder. 1,5 est une valeur totalement efficace et sûre.

Comment il est produit réglage du SWR de l'antenne SB? L'antenne est montée sur la carrosserie de la voiture, de préférence à son point le plus haut. Le site d'installation doit être choisi avec soin, car l'antenne devra y être en permanence. Lors de l'installation d'une antenne à mortaise, assurez-vous d'un contact normal de l'antenne (ou du support) avec le sol et surveillez attentivement qu'il n'y ait pas de court-circuit dans le câble et les points de connexion du câble à l'antenne et à la radio. Il est important de comprendre que la carrosserie de votre voiture est aussi un élément d'antenne, le lieu d'installation et la qualité du contact avec le sol ne peuvent donc être négligés.

Le compteur SWR doit être connecté à la station de radio via Connecteur émetteur, connectez l'antenne à Connecteur ANT et sélectionnez la limite du niveau de puissance transmise. Pour calibrer l'appareil, vous devez régler l'interrupteur sur la position FWD, allumez la radio pour émettre sur le canal souhaité et réglez la flèche indicatrice ROSà la dernière division ENSEMBLEéchelle rouge. Après cela, l'appareil est prêt pour les mesures. Pour vérifier le SWR sur la chaîne actuelle, déplacez le commutateur sur la position RÉF(la station de radio continue de transmettre) et regardez les lectures de l'indicateur sur l'échelle supérieure, ce sera la valeur réelle du SWR. S'il se situe entre 1 et 1,5, le réglage peut être considéré comme complet et réussi. Si cela dépasse cette valeur, nous commençons alors à sélectionner la valeur optimale. Pour ce faire, on trouve d'abord la valeur minimale du SWR sur différents canaux voire grilles. Nous suivons une règle simple : si le ROS augmente avec l'augmentation de la fréquence, alors l'antenne doit être raccourcie, si elle diminue, alors allongez. Après avoir dévissé les vis fixant la goupille, nous la déplaçons dans le bon sens, resserrons les vis et vérifions à nouveau les lectures de l'appareil. Si la broche est insérée jusqu'à la limite et que le SWR est toujours élevé, vous devrez alors raccourcir physiquement la broche en la mordant. Si la broche est étendue au maximum, vous devrez alors augmenter la longueur de la bobine correspondante (en pratique, dans ce cas, l'antenne est plus facile à changer).

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La livraison du compteur SWR est possible dans toutes les colonies par la poste russe contre remboursement ou EMS Post, par exemple : Alapaevsk, Artemovsky, Asbest, Astana, Aktobe, Aksu, Atyrau, Aksai, Almaty, Balkhash, Baikonur, Balakovo, Berezovsky, Bogdanovich. , Verkhnyaya Pyshma, Zarechny, Ivdel, Irbit, Kamyshlov, Karpinsk, Karaganda, Kirovgrad, Kostanay, Kokshetau, Kyzylorda, Semey, Krasnoturinsk, Krasnoufimsk, Lesnoy, Nizhnyaya Salda, Nizhnyaya Tura, Novouralsk, Pervouralsk, Polevskoy, Revda, Severouralsk, Sysert, Clicker, Tavda, Vereshchagino, Nytva, Lysva, Krasnovishersk, Aleksandrovsk, Krasnokamsk, Ocher, Polazna, Chernushka, Gornozavodsk, Dobryanka, Gremyachinsk, Kudymkar, Gubakha, Yaiva, Vikulovo, Yarkovo, Nizhnyaya Tavda, Yalutorovsk, Kaskara, Kazanskoye, Borovsky, Petropavlosk , Romashevo, Golyshmanovo, Pavlodar, Tarmany, Taldykorgan, Jezkazgan, Vinzili, Bolshoe Sorokino, Bogandinsky, Uporovo, Ouralsk, Ust-Kamenogorsk, Shymkent, Taraz, Omutinskoye, Berdyugye, Abatskoye, Antipino, Isetskoye, Turtase, Norilsk, Salekhard, Vorkuta, Votkinsk, Ekibastouz.

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