Вимірювання параметрів у радіочастотних системах. Визначення потужності сигналу на вході приймача лабораторії кафедри Як виміряти потужність радіосигналу певної частоти

КОРОТКИЙ ОПИС

Вимірники потужності серії Anritsu ML2490Aявляють собою швидкісні оцифровщики та обробники сигналів, що надходять від підключених до них датчиків (сенсорів) потужності. Модель Anritsu ML2495A є одноканальною та підтримує підключення одного датчика, а модель Anritsu ML2496A може працювати одночасно з двома різними датчиками. Залежно від типів підключених датчиків частотний діапазон може становити від 100 кГц до 65 ГГц.

Завдяки дуже високій швидкості оцифровки (дозвіл за часом досягає 1 нс) вимірювачі серії Anritsu ML2490A можуть використовуватися для розробки та налаштування радарів, а смуга пропускання цих приладів дорівнює 65 МГц, дозволяє застосовувати їх на всіх стадіях будівництва та експлуатації бездротових систем зв'язку 3G, 4G і 5G, у тому числі систем наступного покоління на основі складних технологій модуляції, таких як OFDM.

Окрім імпульсних датчиків та датчиків пікової потужності, до приладів серії Anritsu ML2490A можна підключати різноманітні датчики для вимірювання стаціонарних радіосигналів (CW), що робить їх універсальними у використанні. Повний опис всіх характеристик серії Anritsu ML2490A Ви можете завантажити нижче на цій сторінці в розділі .

Основні характеристики:
Кількість каналів: 1 (модель ML2495A) або 2 (модель ML2496A).
Частота: 100 кГц – 65 ГГц (залежить від датчика).
Смуга пропускання (відеосмуги): 65 МГц.
Типовий час зростання: 8 нс (з імпульсним датчиком MA2411B).
Роздільна здатність за часом: 1 нс. Вбудований калібратор потужності (50 МГц та 1 ГГц).
Оптимально підходить для радарних застосувань та бездротових мереж(4G та 5G).
Вимірювання потужності: Average, Min, Max, Peak, Crest, PAE (Power Added Efficiency).
Екран 8,9 см (роздільна здатність 320 x 240). Інтерфейси: Ethernet, IEEE-488(GPIB), RS-232.
Маса: 3 кг. Габарити: 213 x 88 x 390 мм. Робоча температура: від 0 до +50°С.
Точний вимір потужності будь-яких радіосигналів

ДОКЛАДНИЙ ОПИС

Серія вимірювачів потужності радіосигналів Anritsu ML2490A має максимальні характеристики порівняно з двома іншими серіями вимірювачів Anritsu (ML2480B та ML2430A). У серію ML2490A входить дві моделі: одноканальна ML2495A та двоканальна ML2496A. Обидві моделі працюють разом із зовнішніми сенсорами (датчиками). З вимірювачами потужності Anritsu ML2490A сумісні шість серій датчиків, які вирішують дуже широкий спектр завдань у діапазоні частот від 10 МГц до 50 ГГц та у діапазоні потужностей від -70 дБм до +20 дБм.

Залежно від типу підключеного датчика вимірювачі Anritsu ML2490A можуть вимірювати такі параметри потужності сигналу: Average (середнє значення), Min ( мінімальне значення), Max (максимальне значення), Peak (пікове значення), Crest (пік-фактор), Rise-time (час наростання), PAE (Power Added Efficiency - ККД підсумовування потужності) та ін. Для калібрування датчиків прилади Anritsu ML2490A як стандартної функціїмістять вбудований калібратор потужності на дві частоти: 50 МГц та 1 ГГц.

На цій фотографії показано одноканальний вимірювач потужності радіосигналів Anritsu ML2495A та двоканальний вимірювач потужності радіосигналів Anritsu ML2496A разом з двома кращими датчиками: імпульсним датчиком Anritsu MA2411 (до 40 ГГц) та широкосмуговим датчиком Anritsu MA24.

Одноканальний вимірювач Anritsu ML2495A (згори) та двоканальний Anritsu ML2496A (знизу) разом з імпульсним датчиком потужності MA2411 та широкосмуговим датчиком потужності MA2491A.

Датчик (сенсор) імпульсної потужності Anritsu MA2411B

Вимірники потужності Anritsu ML2495A та ML2496A разом із датчиком Anritsu MA2411B ідеально підходять для вимірювання параметрів імпульсних радіосигналів у частотному діапазоні від 300 МГц до 40 ГГц. Завдяки типовому часу наростання, що дорівнює 8 нс і роздільної здатності 1 нс, можливий прямий вимір характеристик радіолокаційних імпульсів, а також великої кількості інших типів сигналів, що мають імпульсну або пакетну структуру.

На цій фотографії показаний скріншот екрану вимірювача потужності Anritsu ML2496A з результатами вимірювання параметрів фронту радіочастотного імпульсу. Вимірювання проводили за допомогою датчика імпульсної потужності Anritsu MA2411B. Масштаб горизонтальної осі становить 20 нс на розподіл, а вертикальної 3 дБ на розподіл. Сигнал, що надходить від датчика, оцифровувався зі швидкістю 62,5 Мвиб/с.

На цій фотографії показаний скріншот екрану вимірювача потужності Anritsu ML2496A з результатами вимірювання параметрів чотирьох послідовних радіочастотних імпульсів. Масштаб по горизонтальній осі становить 2 мкс на розподіл, а вертикальної 5 дБ на розподіл. Для кожного імпульсу можна виміряти час наростання, час спаду, тривалість та інші параметри, включаючи інтервал повторення імпульсів PRI (Pulse Repetition Interval). Також на екран виводяться результати групи імпульсів: мінімальне, максимальне і середнє значення потужності.

Вимірювання параметрів чотирьох послідовних радіочастотних імпульсів.

При вимірюванні потужних радіосигналів часто використовуються атенюатори або відгалужувачі. У вимірювачах потужності Anritsu серії ML2490A є можливість автоматичного обліку значення зовнішнього атенюатора або відгалужувача так, що результати вимірювання на екрані відповідають реальній потужності.

Перед використанням датчика Anritsu MA2411B з вимірювачем потужності серії ML2490A необхідно виконати їхнє спільне калібрування. Для цього на передній панелі вимірювача потужності знаходиться вихід еталонного сигналу (Calibrator) частотою 1 ГГц і амплітудою 0 дБм (1 мВт). Підключивши датчик до цього виходу та натиснувши відповідний пункт меню, Ви здійсните калібрування датчика та обнулення похибок вимірювального тракту, що підготує прилад до проведення точних вимірювань.

Датчик Anritsu MA2411B оптимізований для вимірювання імпульсних сигналів і сигналів з широкосмуговою модуляцією, однак він може успішно застосовуватися для точного вимірювання характеристик стаціонарних (CW) і радіосигналів, що повільно змінюються. Відповідний скріншот показано на цій фотографії.

Широкосмугові датчики (сенсори) потужності Anritsu MA2490A та MA2491A

Для вимірювання параметрів телекомунікаційних сигналів, а також деяких типів імпульсних сигналів призначені два широкосмугові датчики: Anritsu MA2490A (50 МГц до 8 ГГц) і Anritsu MA2491A (50 МГц до 18 ГГц). Обидва датчики забезпечують смугу пропускання 20 МГц (ще її називають відеосмугою або швидкістю реакції), що достатньо для точного вимірювання сигналів, що швидко змінюються, таких як 3G/4G, WLAN, WiMAX і імпульсів більшості типів радарних систем. Час наростання цих датчиків в імпульсному режимі вимірювання становить 18 нс.

Імпульсні характеристики у датчиків MA2490A і MA2491A трохи гірше, ніж у MA2411B, про який говорилося вище, зате мінімальна потужність, що вимірюється, становить -60 дБм, замість -20 дБм у MA2411B. Істотне розширення нижнього порогу потужності досягається за рахунок присутності всередині датчиків додаткового вимірювального тракту, який автоматично включається при малих значеннях потужності.

На цій фотографії показаний скріншот екрану вимірювача потужності Anritsu ML2496 з результатами вимірювань параметрів сигналу GSM. Вимірювання проводилися за допомогою широкосмугового датчика потужності Anritsu MA2491A. Масштаб горизонтальної осі становить 48 мкс на розподіл, а вертикальної 5 дБ на розподіл. Пікова потужність окремих фрагментів сигналу досягає 12 дБм.

Вимірювання параметрів сигналу GSM за допомогою широкосмугового датчика Anritsu MA2491A.

Високоточні діодні датчики (сенсори) потужності серії Anritsu MA2440D

Ця серія високоточних датчиків призначена для радіосигналів із невисокою швидкістю зміни або модуляції (наприклад TDMA), а також стаціонарних (CW – Continuous Wave) сигналів. Швидкість реакції (відеосмуги) у цих датчиків становить 100 кГц, а час наростання 4 мкс. Всі датчики серії MA2440D мають вбудований атенюатор на 3 дБ, який суттєво покращує узгодження (КСВ) вхідного радіороз'єму датчика. Широкий динамічний діапазон 87 дБ і лінійність краще ніж 1,8% (до 18 ГГц) та 2,5% (до 40 ГГц) роблять ці датчики ідеальними для широкого кола застосувань, включаючи вимірювання коефіцієнтів посилення та ослаблення радіопристроїв.

Серія датчиків Anritsu MA2440D складається з трьох моделей, що відрізняються верхнім частотним діапазоном і типом вхідного конектора: модель MA2442D (від 10 МГц до 18 ГГц, конектор N(m)), модель MA2444D (від 10 МГц до 40 ГГц, конектор K(m)) та модель MA2445D (від 10 МГц до 50 ГГц, конектор V(m)). Наприклад, на цій фотографії показаний датчик Anritsu MA2444D з конектором типу K(m).

Високоточні датчики (сенсори) потужності на основі термоефекту серії Anritsu MA24000A

Ця серія високоточних датчиків призначена для стаціонарних (CW - Continuous Wave) і радіосигналів, що повільно змінюються. Час наростання цих датчиків становить 15 мс. Принцип роботи датчиків цієї серії заснований на термоелектричному ефекті, що дозволяє точно вимірювати середню потужність будь-якого радіосигналу незалежно від його структури або виду модуляції. Динамічний діапазонцих датчиків дорівнює 50 дБ, а лінійність краще ніж 1,8% (до 18 ГГц) та 2,5% (до 50 ГГц).

Серія датчиків Anritsu MA24000A складається з трьох моделей, що відрізняються верхнім частотним діапазоном та типом вхідного конектора: модель MA24002A (від 10 МГц до 18 ГГц, конектор N(m)), модель MA24004A (від 10 МГц до 40 ГГц, конектор K(m)) та модель MA24005A (від 10 МГц до 50 ГГц, конектор V(m)). Всі три датчики серії Anritsu MA24000A показані на цій фотографії.

Принцип дії та внутрішній пристрій вимірювачів потужності серії Anritsu ML2490A

Датчики потужності, що підключаються до вимірювачів серії Anritsu ML2490A, виконують функцію перетворення високочастотного сигналу, потужність якого треба виміряти, низькочастотний сигнал. Цей низькочастотний сигнал надходить від датчика на вхід вимірювача серії ML2490A, оцифровується за допомогою вбудованого АЦП, обробляється цифровим процесором сигнальним і виводиться на дисплей приладу.

На цьому малюнку показано структурну схему одноканальної моделі ML2495A. На цій структурній схемі зеленим кольором виділено два АЦП (аналого-цифрові перетворювачі) за допомогою яких проводиться оцифрування низькочастотного сигналу, що надходить від підключеного до вимірювача датчика потужності. Якщо підключений діодний датчик серії Anritsu MA2440D або термоелектричний датчик серії Anritsu MA24000A, то оцифрування виконується за допомогою 16-розрядного АЦП. А якщо підключений імпульсний датчик Anritsu MA2411B або широкосмугові датчики Anritsu MA2490A або MA2491A, то оцифрування виконується за допомогою швидкісного 14-розрядного АЦП.

Структурна схемаодноканального вимірювача потужності Anritsu ML2495A.

Так виглядає внутрішній пристрій вимірювача потужності серії Anritsu ML2490A. По центру розташовується невелика прямокутна плата вбудованого калібратора на 50 МГц та 1 ГГц, високочастотний кабель з якою під'єднаний до N роз'єму на передній панелі. Під платою калібратора розташовується велика вимірювальна плата, що містить аналогову частину, АЦП та масив програмованих логічних матриць. Відразу під вимірювальною платою розташовується друга велика плата цифрової обробки та контролю, що містить DSP (цифровий сигнальний процесор), мікроконтролер та цифрові вузли індикації та управління.

Усі вимірювачі потужності серії Anritsu ML2490A постачаються в комплекті з комп'ютерною програмою дистанційного керування Anritsu PowerMax. Ця програма запускається на сумісному Windows персональному комп'ютеріі дозволяє дистанційно керувати роботою одноканального приладу Anritsu ML2495A або двоканального Anritsu ML2496A. Проведення вимірювань за допомогою програми PowerMax спрощує початкове налаштуванняприладу, прискорює обробку вимірювань та дозволяє зручно документувати та зберігати результати.

Приклад головного вікна Anritsu PowerMax показаний на цьому скріншоті. У даному випадку здійснюється керування двоканальною моделлю Anritsu ML2496A, до першого каналу якої підключений датчик імпульсної потужності Anritsu MA2411B, а до другого каналу широкосмуговий датчик потужності Anritsu MA2491A. Щоб збільшити зображення, натисніть на фотографію.

Вимірники потужності серії Anritsu ML2490A поставляються із програмою Anritsu PowerMax.
Натисніть на фото, щоб збільшити зображення.

Технічні характеристики вимірювачів Anritsu ML2490A та датчиків потужності

Нижче наведено перелік основних технічних характеристик вимірювачів потужності серії Anritsu ML2490A. Детальні технічні характеристики вимірювачів дивіться на цій сторінці в розділі .

Основні технічні характеристики вимірювачів серії Anritsu ML2490A.

Нижче наведено перелік основних технічних характеристик датчиків потужності різних типів, які сумісні з вимірювачами серії Anritsu ML2490A. Детальні технічні характеристики датчиків дивіться на цій сторінці в розділі .

Основні характеристики датчиків потужності, сумісних із серією Anritsu ML2490A.

Комплект постачання вимірювачів потужності серії Anritsu ML2490A

Опції та аксесуари для вимірювачів потужності серії Anritsu ML2490A

Основні опції:
- Опція 760-209 (Жорсткий транспортний кейс для транспортування приладу та аксесуарів).
- Опція D41310(м'яка сумка для транспортування приладу з ременем на плечі).
- Опція 2400-82 (Набір для монтажу в стійку одного вимірювача).
- Опція 2400-83 (Набір для монтажу у стійку двох вимірювачів).
- Опція 2000-1535 (захисна кришка передньої панелі).
- Опція 2000-1536-R(Кабель 0,3 метра для підключення вимірювального датчика).
- Опція 2000-1537-R(Кабель 1,5 метра для підключення вимірювального датчика).
- Опція 2000-1544 (Кабель RS-232 для перепрошивки приладу).

Сумісні датчики потужності (сенсори):
- датчик Anritsu MA2411B(Імпульсний сенсор від 300 МГц до 40 ГГц, від -20 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA2490A(Широкополосний сенсор від 50 МГц до 8 ГГц, від -60 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA2491A(Широкополосний сенсор від 50 МГц до 18 ГГц, від -60 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA2472D(Стандартний діодний сенсор від 10 МГц до 18 ГГц, від -70 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA2473D(Стандартний діодний сенсор від 10 МГц до 32 ГГц, від -70 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA2474D(Стандартний діодний сенсор від 10 МГц до 40 ГГц, від -70 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA2475D(Стандартний діодний сенсор від 10 МГц до 50 ГГц, від -70 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA2442D(Високоточний діодний сенсор від 10 МГц до 18 ГГц, від -67 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA2444D(Високоточний діодний сенсор від 10 МГц до 40 ГГц, від -67 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA2445D(Високоточний діодний сенсор від 10 МГц до 50 ГГц, від -67 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA2481D(Універсальний сенсор від 10 МГц до 6 ГГц, від -60 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA2482D(Універсальний сенсор від 10 МГц до 18 ГГц, від -60 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA24002A(Термоелектричний сенсор від 10 МГц до 18 ГГц, від -30 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA24004A(Термоелектричний сенсор від 10 МГц до 40 ГГц, від -30 dBm до +20 dBm).
- датчик Anritsu MA24005A(Термоелектричний сенсор від 10 МГц до 50 ГГц, від -30 dBm до +20 dBm).

Документація

Ця документація в форматі PDFмістить найбільш повний опис можливостей вимірювачів потужності серії Anritsu ML2490A, їх технічних характеристик та режимів роботи:

Опис вимірювачів потужності Anritsu ML2490A та датчиків до них (англійською) (12 стор.; 7 МБ)

Технічні характеристики вимірювачів Anritsu ML2490A та датчиків до них (англійською) (12 стор.; 1 МБ)

Посібник з експлуатації вимірювачів потужності Anritsu ML2490A (англійською) (224 стор.; 3 МБ)

Посібник із програмування вимірювачів Anritsu ML2490A (англійською) (278 стор.; 3 МБ)

Коротка інформація про прилади для вимірювання потужності радіосигналів (англійською) (4 стор.; 2 МБ)

А тут можна знайти наші поради та іншу корисну інформаціюпо цій темі:

Короткий огляд всіх серій радіочастотних вимірювальних приладів Anritsu

Короткий огляд всіх серій портативних аналізаторів радіочастотних Anritsu

Як купити обладнання дешевше - знижки, спеціальні ціни, демо та б/в прилади

Для спрощення процесу вибору вимірювача або датчика потужності Ви можете скористатися нашим досвідом та рекомендаціями. У нас більше 10 років практичного досвіду поставок і ми відразу зможемо відповісти на багато питань щодо моделей, опцій, термінів поставки, цін та знижок. Це збереже Ваш час та гроші. Для цього просто зателефонуйте нам або напишіть нам по

Мета: вивчення приладового арсеналу лабораторій кафедри та основних факторів, що визначають енергетику радіоліній.

Лінії супутникового зв'язку та мовлення складаються з двох ділянок: передавальна земна станція (ЗС) – ретранслятор на штучному супутнику Землі (ІСЗ) та ретранслятор ІСЗ – приймальна ЗС. Потужність сигналу на вході приймача ЗС може бути визначена формулою, яка застосовується для розрахунку будь-яких радіоліній прямої видимості:

де P прд- Потужність на виході передавача ретранслятора ШСЗ,

γ прдта γ прм- Коефіцієнти передачі трактів, що зв'язують відповідно вихід передавача з передавальної антеною на ШСЗ і вихід приймальної антени з приймачем ЗС,

G прді G прм- коефіцієнти посилення передавальної та приймальної антен відповідно,

L oі L доп– основні та додаткові втрати енергії сигналу у просторі між ШСЗ та ЗС.

Основні втрати L oобумовлені розсіюванням енергії у вільному просторі при віддаленні від випромінювача

, (2.2)

де λ – довжина електромагнітної хвилі

, (2.3)

f- Частота сигналу передавача, c ≈ 3∙10 8 м/сек – швидкість розповсюдження електромагнітних хвиль,

d- Відстань між ШСЗ та ЗС.

Відстань dміж ШСЗ та ЗС залежить від висоти Hорбіти супутника, що визначає розміри зони видимості ШСЗ.

Зоною видимості ШСЗ називають частину поверхні Землі, з якою супутник видно протягом заданої тривалості сеансу зв'язку під кутом місця не менше деякого заданого кута.
.

Миттєвою зоною видимості ШСЗ називається зона видимості у певний час, тобто. за нульової тривалості сеансу зв'язку. При русі ШСЗ миттєва зона видимості переміщається, тому зона видимості протягом сеансу зв'язку завжди менше миттєвої. Розмір миттєвої зони видимості може бути оцінений довжиною дуги
або кутами і (Рис.2.1).

Кут являє собою кутову відстань межі зони від супутникової точки (щодо центру Землі), а кут дорівнює половині максимального кутового розміру зони видимості щодо супутника, що у точці . Крапки і знаходяться на межі зони видимості та віддалені від супутника на відстань
, Називається максимальною похилою дальністю зв'язку.

Для трикутника ∆
справедливі співвідношення:

, (2.4)

, (2.5)

де R З=6400 км – радіус Землі.

Додаткові втрати L допобумовлені атмосферою, опадами та іншими причинами.

Коефіцієнти посилення антен при використанні параболічних дзеркальних антен з діаметром дзеркала Dвизначається з виразу:

. (2.6)

Завдання 2.Використовуючи формули (2.1) – (2.6), визначити потужність сигналу на вході приймача ЗС, що знаходиться на межі зони видимості. Вихідні дані для розрахунку наведено у табл.2.1. Варіант завдання визначається викладачем.

Таблиця 2.1

Користуючись виразами (2.4) – (2.5) визначити відстань dміж ШСЗ та ЗС.

Підставити необхідні дані у вираз (2.1).

Завдання 3.Визначити потужність сигналу на вході приймача ЗС, що у підсупутниковій точці S (Рис.2.1). Вихідні дані та порядок розрахунку ті ж, що й для завдання 2.

Порівняти отримані у завданні 2 та завданні 3 результати.

Звітповинен містити характеристики та опис антен кафедри, а також результати розрахунків за завданнями 1-3.

РОБОТА В ЛАБОРАТОРІЇ КОМП'ЮТЕРНОГО

МОДЕЛЮВАННЯ

Мета роботи студентів – набуття навичок програмування у середовищі MatLab.

Для входу в середу MatLab покажчик миші підводиться до логотипу програмної системи і проводиться подвійне клацання лівою клавішею миші (ЛКМ).

Завдання.Побудова Simulink-модель стенд.

Перехід до пакета Simulink може бути здійснений двома способами:

після входу в середу MatLab у командному рядку вікна управління навпроти покажчика набирається команда simulink;

за допомогою миші – одне клацання ЛКМ по синьо-червоно-чорному символу, що містить стрілку.

Після цих дій розкриється вікно бібліотеки (Library: Simulink) та ще не назване (untitled) вікно поля, на якому буде зібрано модель. У сьомій версії MatLab для створення такого поля після входу в Simulink необхідно натиснути ЛКМ на символ чистого аркуша.

Спочатку студенти повинні ознайомитись з розділами бібліотеки Simulink: Sources – джерела; Sinks - навантаження, а також самостійно знайти розділи, що містять блоки Abs, Fcn, Relational Operator, Mux та ін.

Блоки, необхідні зборки структурної схеми, перетягуються мишею з розділів бібліотеки при натиснутої ЛКМ.

Моделі стендів, що збираються, показані на рис.3.1. На рис.3.1а зображена модель, що містить два формувачі гармонійного сигналу. Аргумент синусоїдальних функцій утворює блок Ramp.

Для установки параметрів цього та інших блоків блок спочатку виділяється клацанням ЛКМ, а потім подвійним клацанням розкривається вікно, яке вводяться відповідні параметри. Параметр Slope джерела Ramp встановлюється рівним pi /50 (на мові MatLab константа
записується як pi).

Завдяки застосуванню блоку Mux осцилограф Scope стає двопроменевим. Параметри моделей осцилографів студенти обирають самостійно. Встановити час імітації (Stop time) рівним 100: Simulation – клацання ЛКМ, Parameters – клацання ЛКМ, запис часу у графі Stop time.

Запуск програми виконання також з допомогою миші: Simulation – клацання ЛКМ, Start – клацання ЛКМ. Можна також запустити програму виконання, клацнувши ЛКМ в значок із зображенням трикутника.

Необхідно замалювати (роздрукувати) структурні схеми моделей і осцилограми, що спостерігаються.

На рис.3.1б представлена ​​модель компаратора - пристрою, що генерує одиничний сигнал при виконанні умови, вказаної на блоці порівняння - Relational Operator.

Виділивши зібрану модель і застосувавши команду Create Subsystem як редагування (Edit), можна модель компаратора зробити блоком Subsystem. Такий блок показано на рис.3.1в, де зображено модель пристрою порівняння рівнів сигналів джерел Sine Wave і Constant. У цьому імітаційному експерименті амплітуда гармонійного коливання дорівнює 1, кутова частота – 0,1
за часу імітації – 100.

Замалювати (роздрукувати) схему моделі та осцилограми.

Індивідуальні завдання наведено у табл.3.1. Структурна схема моделей для всіх варіантів та сама. Вона виходить із структурної схеми, зображеної на рис.3.1а, якщо з останньої виключити блок Fcn 2 і Mux. Таким чином, до входу блоку Fcn 1 підключається вихід блоку Ramp, а вхід

Осцилограф Scope з'єднується з виходом блоку Fcn 1.

Час імітації всім варіантів дорівнює 100.

Звітпо даному розділу повинен містити:

структурні схеми досліджених Simulink-моделей;

осцилограми;

Таблиця 3.1

7.9.Вимірювання параметрів в радіочастотних системахВимірювання функції BER (C/N)

У сучасній вимірювальній методиці BER використовуються різні схеми, з яких можна виділити дві основні.

Мал. 7.16. Схема методу атенюатора, що перебудовується.

У цьому методі радіочастотний тракт приймача включається аттенюатор, що перебудовується, за допомогою якого вноситься додаткове згасання, а стабільність сигналу прийому приймається постійною протягом всього часу вимірювань. Рівні сигналу і шуму вимірюють за допомогою вимірювача потужності, при цьому вимірювання шумів у тракті проміжної частоти приймача без фільтрації дає значення, більше реальної потужності шумів у робочій смузі тракту. Тому при вимірюваннях потужності використовують додаткові фільтри, налаштовані на робочу смугу частот.

Параметр помилки BER вимірюється аналізатором цифрових каналів.

Головним недоліком методу є допущення постійної потужності корисного сигналу протягом усього періоду вимірів. У реальних умовах рівень корисного сигналу зазнає значних коливань внаслідок багатопроменевого поширення радіохвиль та зміни умов поширення. З цієї причини відношення С/N може змінюватися, при цьому навіть зміна С/N на 1 дБ може викликати зміну BER на порядок. Таким чином, цей метод не дозволяє забезпечити необхідну точність вимірів, особливо малих значень BER.

2. Інтерференційний метод вимірювання BER(C/AT), схема якого показана на рис. 7.17 використовує спеціальний прилад - аналізатор/імітатор параметра С/N, який реалізує вимірювання рівня потужності корисного сигналу при внесенні заданого рівня шумів N, що забезпечує високу точність визначення параметра С/N. У даному методіаналізатор/імітатор автоматично регулює рівень шумів, що вносяться, при цьому точність вимірювань характеристики BER(C/AT) може досягти значень ~1СГ12 . На закінчення даного розгляду функції BER (СIN) відзначимо таке.

1. Порівняння теоретичної та практичної залежностей ВЕЩС/N) показують, що практичні залежності відрізняються від теоретичних тим, що для практичних значень BER потрібно більше відношення С/N. Це з різними причинами погіршення параметра в трактах проміжної і радіочастоти.

2.На практиці вклади трактів радіо-і проміжної частоти можна порівняти між собою, при цьому для систем передачі цифрової інформації зі швидкістю до 90 Мбіт/с спостерігаються такі значення рівнів погіршення параметра BER.

Мал. 7.17. Схема інтерференційного методу вимірювання BER(C/N)

Погіршення в тракті проміжної частоти ПЛ:

Помилки по фазі та амплітуді модулятора - ОД дБ;

Міжсимвольна інтерференція, пов'язана з роботою фільтрів – 1,0 дБ;

Присутність фазових шумів – 0,1 дБ;

Процедури диференціального кодування/декодування - 0,3 дБ;

Джіттер (тремтіння фази) - 0,1 дБ;

Надлишок смуги шумів демодулятора - 0,5 дБ;

Інші причини (ефект старіння, температурна нестабільність) – 0,4 дБ.

Отже, у сумі тракті ПЧ погіршення величини BER може досягати 2,5 дБ. Погіршення BER у тракті радіочастоти:

Ефекти нелінійності - 1,5 дБ;

Погіршення, пов'язані з обмеженням смуги пропускання каналу та груповим часом затримки – 0,3 дБ;

Інтерференція у суміжних каналах - 1,0 дБ;

Погіршення, пов'язані з ефектами згасання та появою ехо-сигналу – 0,2 дБ. У тракті радіочастоти РЧ погіршення BER складе 3 дБ, тобто всього в системі

Передача погіршення BER може досягти -5,5 дБ.

Слід зазначити, що у схемах рис. 7.16, 7.17 не розглядалося призначення еквалайзерів у цифрових радіотрактах.

Вимірювання частоти та потужності в радіочастотних трактах.

Вимірювання частоти і потужності корисного радіосигналу реалізуються практично такими методами:

1) використовуються частотоміри та вимірювачі потужності,

2) використовуються аналізатори спектра з функціями маркерних вимірів.

У другому методі маркер забезпечує переміщення спектральної характеристики з одночасним відображенням значень параметрів частоти і потужності корисного радіосигналу.

Для розширення можливостей вимірювання параметрів потужності сучасні аналізатори спектру забезпечують згладжування спектральної характеристики, фільтрацію шумів тощо.

Аналіз роботи еквалайзерів.

У порівнянні з кабельними системами радіоефір, як середовище передачі радіосигналів, має характеристики, що випадково змінюються в часі. У зв'язку з широким використанням цифрових систем радіозв'язку та підвищеними вимогами до точності їх передачі у приймальних пристроях включаються еквалайзери, що дозволяють різко знизити вплив багатопроменевого поширення (вирівнювання сигналів) та часу групової затримки (автопідстроювання сигналу). При використанні цифрових методів модуляції високочастотних сигналів розробники зіткнулися з труднощами точного настроювання модемів та інших каналоутворювальних пристроїв у складі радіочастотного тракту. У цьому випадку еквалайзери виступають як елементи компенсації можливих нелінійностей в пристроях радіочастотного тракту передачі. У сучасних радіочастотних системах передачі інформації зустрічаються два основні види згасань, пов'язаних з факторами поширення радіосигналу радіочастотним трактом.

1) Лінійне згасання, що є частотно-незалежне рівномірне зменшення амплітуди сигналу від факторів розподілу сигналу. Лінійне згасання зазвичай обумовлено природними факторами поширення електромагнітних хвиль:

При наскрізному поширенні лісових масивах;

При поширенні атмосфері за наявності гідрометеорів (дощ, сніг).

2) Згасання, обумовлене багатопроменевим поширенням радіосигналів.

Ці два фактори змінюють амплітуду корисного сигналу, що призводить до зміни величини відношення С/N, що в кінцевому рахунку впливає на параметр помилки BER. Зміни у структурі корисного сигналу, пов'язані з цими двома згасаннями, компенсуються еквалайзерами. Як відомо, в основі будь-якого еквалайзера лежить використання вузькосмугового режекторного фільтра для усунення нелінійності корисного сигналу. Як основний параметр вимірювань виступає залежність глибини фільтрації від частоти при заданому параметрі BER, що отримала в різних оглядах назву кривої М або кривої W (рис. 7.18).

Мал. 7.18. Криві М для випадків відсутності та наявності еквалайзера.

Для отримання кривої М зазвичай імітуються різні умови проходження сигналу, які компенсуються еквалайзером і в процесі компенсації будується крива Схема вимірювань представлена ​​на рис. 7.19.

В результаті вимірів виходять діаграми у вигляді двосторонніх кривих М, з яких одна - безгістерезисна (що показує здатність фільтра еквалайзера забезпечити глибину фільтрації на заданій частоті, достатню для вирівнювання структури корисного сигналу) і інша - гістерезисна (що показує продуктивність роботи в його реальній разі спочатку збільшення, а потім зменшення параметра глибини фільтрації. На практиці обидва типи кривих є суттєвими для аналізу роботи еквалайзера.

Мал. 7.19. Схема вимірів кривих М

Вимірювання параметрів нерівномірності фазочастотної характеристики та групового часу затримки.

Нерівномірність фазочастотної характеристики (ФЧХ) радіочастотного тракту визначається груповим часом затримки (ГВЗ) із формули:

Безпосереднє вимірювання залежності фазового зсуву від частоти ф(ш) і подальше диференціювання отриманої залежності реалізується, як правило, для систем з низьким рівнем фазових шумів, однак, для систем радіозв'язку фазові шуми в каналі присутні, що призводить до нерівномірності ФЧХ і зміни ГВЗ. Зазвичай вимірювання ГВЗ проводиться під час проведення приймально-здавальних випробувань радіосистем та враховують можливі відхилення у роботі передавача, приймача, антенних пристроїв та умов поширення радіосигналу. У роботі описані дві методики вимірювань ГВЗ, що ґрунтуються на використанні композитних радіосигналів.

Вимірювання параметрів стійкості до лінійного згасання та згасання, пов'язаного з багатопроменевим поширенням радіосигналів

Параметри радіосигналів змінюються за рахунок лінійного згасання та згасання, викликаного багатопроменевим поширенням радіосигналів. При проведенні заводських випробувань вводять допустиму межу лінійного згасання, що не перевищує 50 дБ для BER = 10~3. Для компенсації лінійного згасання використовують еквалайзери у складі передавача/приймача. Роботу еквалайзера, що компенсує лінійне згасання, можна виміряти, використовуючи аттенюатори, що перебудовуються.

При вимірі параметрів стійкості до загасання, пов'язаного з багатопроменевим поширенням радіосигналів, можливе використання діаграми станів та очко-вої діаграми, які відображають:

Діаграма станів - перехресні перешкоди сигналів / Q відображаються у вигляді еліпсів,

Глазкова діаграма - явище багатопроменеві відображається зсувом центрів «очей» від центру до країв.

Однак і діаграма станів, і глазкова діаграма не забезпечують всієї необхідної специфікації вимірювань. Для проведення практичних вимірювань ефективності компенсації явища багатопроменевого проходження сигналів використовують методи, що узгоджуються з методами компенсації. Оскільки прогнозувати появу фактора багатопроменевого поширення практично неможливо, облік впливу цього фактора виконують методами стресового впливу, тобто шляхом імітації явища багатопроменевого поширення сигналу. Як зазначено у роботі, використовуються дві моделі імітації багатопроменевого поширення сигналу.

1. Двопроменева модель. Принцип моделювання зводиться до теоретично обгрунтованого припущення, що згасання пов'язане з двопроменевою інтерференцією, причому промінь, що інтерферує, має затримку (для відбитого променя) в часі. З характеристик нерівномірності АЧХ (амплітудно-частотної характеристики) та ГВЗ для двопроменевого поширення радіосигналу випливає:

Зменшення амплітуди із зміною частоти;

Зміна ГВЗ та АЧХ у разі мінімальної фази (коли основний радіопромінь має велику амплітуду);

Зміна АЧХ і ГВЗ у разі мінімальної фази (коли результуючий промінь після інтерференції двох променів перевищує амплітудою основний сигнал).

2.Трипроменева модель. Так як двопроменева модель не описує явище амплітудної модуляції та виникнення слабких картин биття в межах робітника частотного діапазону, в результаті чого амплітуда корисного сигналу відхиляється в межах робочого діапазону навіть у разі, якщо вузол биття знаходиться поза робочим діапазоном, використовується трипроменева модель, що дозволяє врахувати ефект зміщення амплітуди. Зазвичай двопроменева модель використовується при проведенні якісних вимірів, а трипроменева - для проведення точних вимірів.

Аналіз інтермодуляційних перешкод.

При поширенні радіосигналів у тракті виникають інтермодуляційні взаємодії сигналів при мультиплексуванні та демультиплексуванні, а також при впливі нелінійності каналоутворювальних пристроїв у складі тракту. Зазвичай, інтермодуляційні спотворення мають досить низький рівень — менше 40 дБ щодо рівня корисного сигналу. Тим не менш, контроль інтермодуляційних спотворень та усунення їх причин забезпечує у ряді випадків вирішення проблеми інтерференції у суміжних каналах. Для аналізу інтермодуляцій використовують аналізатори спектру.

Вимірювання характеристик каналоутворювальних радіочастотних трактів.

Крім комплексних вимірів практично широко застосовуються вимірювання характеристик каналообразующих радіочастотних трактів, знання яких необхідне під час проектування та експлуатації радіотехнічних систем передачі. Крім вимірювань частоти і потужності в зоні обслуговування виникає необхідність вимірювання антенних систем, рівня теплових шумів, стабільності частоти генераторів, фазового джиттера, параметрів модемів і підсилювальних трактів разом з фільтруючими пристроями.

Вимірювання антенних систем.

Антенно-фідерні пристрої у складі радіочастотного тракту відіграють надзвичайно важливу роль. Основні параметри: потужність випромінювання, діаграма спрямованості у відповідних площинах, коефіцієнт посилення, імпеданс тощо, зазвичай розраховуються та вимірюються на етапі виробництва антен. У процесі експлуатації важливими параметрами є

Коефіцієнт хвилі, що біжить (КБВ): КБВ = Umin/Umax, (7.38)

Коефіцієнт стоячої хвилі(КСВ): КСВ = 1/КБВ (7.39)

Рівень поворотних втрат від антенного входу, де Umin і Umax — мінімальна та максимальна напруга у лінії фідерів.

У разі ідеального узгодження тракту: вихід передавача - фідер - вхід антени, КБВ = 1 (оскільки вся енергія з виходу передавача направляється в антену і при цьому £/min = Umах), у випадку Umin = О, КСВ = оо КБВ = 0 - У фідер виникає режим стоячої хвилі, що неприпустимо.

У реальному випадку КСВ може набувати значення 1,1...2, тобто КБВ = 0,5...0,9. У радіотрактах систем цифрової передачі з цифровими типами модуляції необхідний малий рівень зворотних втрат, тобто мінімальне значення КСВ -1,1, коли режим фідерної лінії близький до високого ступеня узгодження.

Наприклад, для радіорелейних ліній зв'язку, що використовують модуляцію QAM 64, рекомендованим рівнем придушення зворотних втрат від антени є 25 дБ і вище. Для виміру поворотних втрат зазвичай використовують схему, наведену на рис. 7.20.

Від генератора НВЧ-коливань подається сигнал до антени через спрямований пасивний відгалужувач. За наявності відбитої від входу хвилі електромагнітні коливання через спрямований відгалужувач потрапляють у аналізатор спектра (або селективний приймач), де і вимірюється рівень відбитої потужності. Для зменшення рівня відбитої потужності реалізують узгодження антенно-фідерного тракту. При застосуванні практично замість аналізатора спектра вимірювача потужності точність вимірювань падає, оскільки разом із відбитим сигналом вимірювач потужності враховує рівень шумів, пов'язаних із зовнішніми впливами на радіоканал в заданому діапазоні робочих частот.

Вимірювання рівня власних теплових шумів елементів радіочастотного тракту.

У разі зростання рівня шумів різко зростають міжсимвольні спотворення цифрових сигналівта збільшується величина BER. На діаграмах стану та глазкових діаграмах це виявляється у збільшенні розмірів точок відображення стану та ефекту «закривання очей». Вимірювання шумів різних пристроїву складі радіочастотного тракту виконується на етапі експлуатації для локалізації точки підвищеного рівня шумів. Зважаючи на те, що власні шуми різних пристроїв радіочастотного тракту малі, для вимірювань використовують диференціальні методи. Для цього в тестований сигнал підмішують одночастотний інтерферуючий сигнал і потім проводять вимірювання шумів по різниці інтерферуючого сигналу і шуму. Цей метод використовується для вимірювання шумів малої потужності. Як приклад на рис. 7.21 показані результати вимірювань шумів на тлі інтерферуючого одночастотного сигналу для модуляції 16 QAM при відношенні сигнал/перешкода С/I = 15 дБ, при цьому, як видно з малюнка, зростання рівня шумів призводить до збільшення розмірів точок на діаграмі станів та ефекту «закривання ока» » на глазковій діаграмі.

Мал. 7.21. Приклади діаграми станів та глазкової діаграми при вимірі шумів при С/1 = 15 дБ.

Вимірювання фазового джиттера.

Важливим параметром вимірювань радіочастотних систем передачі з цифровою модуляцією є фазове тремтіння сигналу генераторів приймача/передавача, що задають, так званий джиттер (jitter). Для аналізу джиттера ефективно використовують діаграму станів, оскільки глазкова діаграма щодо нього не чутлива. Якщо в тракті виникає фазове тремтіння сигналу, то, як випливає з

Мал. 7.22 відбувається збільшення розмірів точок діаграми станів. Для усунення проблем, зв'язків при вимірюванні джиттера, наявних джиттера, зазвичай проводять додаткові вимірювання параметрів роботи генераторів, що задають, і усувають несправності.

Вимірювання параметрів модемів.

Для вимірювання параметрів модему зазвичай використовують аналізатори, що забезпечують вимірювання сигналів у вигляді діаграм стану та очкових діаграм, які дають найбільш повну інформацію про структуру та зміни параметрів цифрової модуляції. На рис. 7.23 як приклад показані діаграма станів і глазкова діаграма для випадку квадратурної амплітудної модуляції з 16 станами 16 QAM, з яких випливає:

Розмивання точок діаграми станів свідчить про вплив шумів;

Спотворення розміру «очі» свідчить про можливі порушення у роботі цифрового каналу (наприклад, виникнення міжсимвольних спотворень).

Мал. 7.23. Приклад діаграми станів та глазкової діаграми для випадку AM з 16 станами 16 QAM

Розглянемо такі види порушень роботи модемів та відповідні їм діаграми.

1.Втрата синхронізації у цифровому каналі.

Глобальна несправність/відключення демодулятора або порушення фазової синхронізації можуть призвести до порушення узгодження між модулятором та демодулятором та пропадання сигналу в системі передачі. У цьому випадку діаграма станів є випадковий розподілсигналів за відповідними рівнями модуляції, «око» глазкової діаграми повністю закривається (рис. 7.24).

Мал. 7.24. Приклад втрати синхронізації в цифровому каналі: діаграма станів є випадковим розподілом сигналів за відповідними рівнями модуляції, «очей» глазкової діаграми повністю закривається.

2.Порушення установки параметрів рівня модуляції/демодуляції.

На рис. 7.25 показана діаграма станів, з якої випливає, що при встановленні рівнів модуляції/демодуляції виникла незбалансованість амплітуди сигналу. Зміни в діаграмі станів можуть свідчити про нелінійність модулятора або порушення роботи ЦАП.

Мал. 7.25. Приклад порушення встановлення параметрів рівня модуляції/демодуляції.

3.Порушення ортогональності I та Q векторів демодулятора.

Однією з найпоширеніших несправностей у роботі модему є порушення роботи демодулятора, коли вектори I та Q полярних координатдемодулятори не суворо ортогональні. Це призводить до невідповідності станів ортогональній сітці координат на діаграмі станів (рис. 7.26).

Ця несправність може супроводжуватися або не супроводжуватися помилкою фазової синхронізації в ланцюзі відновлення несучої. У разі відсутності помилки результат впливу цієї несправності на очну діаграму зводиться до закривання «очі» на діаграмі за сигналом I і відсутності будь-якої зміни на діаграмі Q. За наявності помилки «очі» обох діаграм будуть закриті. Необхідно відзначити, що аналіз однієї лише глазковой діаграми не дозволяє встановити причину несправності, оскільки ця діаграма повністю збігається з глазковою діаграмою за наявності високого рівня адитивних шумів у каналі. Достовірне визначення причини несправності у разі може дати лише діаграма станів. Усунення описаної несправності потребує підстроювання демодулятора у частині ортогональності сигналів I і Q. На діаграмі станів рис. 7.27 зазначено наявність помилки фазової синхронізації 2,3 градуса.

Мал. 7.27. Приклад виникнення помилки фазової синхронізації.

Вимірювання параметрів роботи підсилювачів у складі радіочастотного тракту.

Основними параметрами роботи підсилювачів у складі радіочастотного тракту є:

Шуми, що вносяться підсилювачами;

Параметри нелінійності підсилювальних ділянок.

Перевантаження амплітудою може призвести до переходу підсилювача в нелінійний режим і, як наслідок, різкого збільшення ймовірності помилки в цифровій системі передачі. Використання діаграм станів та глазкових діаграм дозволяє оцінити причини зниження параметрів якості радіозв'язку (нелінійні спотворення призводять до розпливання точок діаграми станів та закриття «очі» глазкової діаграми).

Основним параметром радіопередаючого пристрою є потужність сигналу, що випромінюється в ефір. Слід зазначити, що вимоги до потужності сигналу в діапазоні УКХ диктуються особливостями поширення радіохвиль в цьому діапазоні частот.

Першою особливістю УКХ діапазону є прямолінійне поширення радіохвиль у межах прямої видимості. Малюнок 1 ілюструє цю особливість поширення радіохвиль у цьому діапазоні.

Орієнтовно, з урахуванням рефракції радіохвиль в УКХ діапазоні, дальність прямої видимості в кілометрах L визначається як:

При висоті підйому антени базової станції та ретранслятора 70 м, дальність зв'язку не може перевищувати 70 км:

При висоті підйому антени базової станції та ретранслятора 70 м, дальність зв'язку не може перевищувати 70 км. Орієнтовні дальності прямої видимості в УКХ діапазоні наведено малюнку 2.

Розрахуємо необхідну для заданої відстані вихідну потужністьсигналу передавача. Для цього скористаємося відомою формулою визначення потужності сигналу на вході радіоприймального пристрою:

Слід зазначити, що у системах рухомого зв'язку потужність сигналу вимірюється в дБм. Це відношення абсолютного значення потужності сигналу, вираженого у ВАТ, до потужності сигналу 1 мВт.

Наприклад, потужність сигналу, що дорівнює 2 Вт, відповідає значенню 33 дБм, а потужність сигналу, що дорівнює 10 Вт, відповідає 40 дБм. Подібний підхід дозволяє замінити операції поділу та множення на віднімання та підсумовування відповідно. При цьому формула визначення потужності сигналу на вході радіоприймального пристрою (2), виражена в децибелах, набуде наступного вигляду:

Виразимо з неї потужність, потрібну від передавача при роботі у вільному просторі. Для 160-мегагерцового діапазону і всеспрямованих антен, ця потужність дорівнюватиме:

При відношенні сигнал/шум на вході демодулятора, що дорівнює 6 дБ, можна обмежити потужність передавача значенням 1 мВт.

З іншого боку при поширенні радіохвилі вздовж поверхні землі вона відчуває додаткове поглинання. Для пояснення явища огинання радіохвилями різних перешкод, їх проникнення у сфері тіні та півтіні використовується принцип Гюйгенса-Френеля. Відповідно до моделі Френеля область поширення радіохвиль між передавальним і приймальними пристроямиобмежується еліпсоїдом обертання навколо лінії, що їх з'єднує. Цей еліпсоїд багатошаровий і може включати нескінченно багато зон.

Найближча до лінії, що з'єднує передавач із приймачем, зона називається першою зоною Френеля. Прийнято вважати, що з поширенні радіохвиль найбільш істотною є перша зона Френеля. У ній зосереджена приблизно половина енергії, що передається. На малюнку 3 представлено поздовжнє переріз першої зони Френеля.

Для будь-якої точки радіолінії радіус першої зони Френеля (R0) можна знайти за формулою:

При врахуванні впливу Землі важливий найбільший радіус першої зони Френеля. При однаковій висоті антен цей радіус буде у середині радіолінії. У цьому випадку формула (6) перетворюється на такий вид:

При дальності радіолінії понад 5 км необхідно додатково перешкоди враховувати кривизну Землі. Цей ефект ілюструється малюнком 3. Для врахування підвищення рівня земної поверхні в середині радіолінії за рахунок її кривизни можна скористатися такою формулою:

Значення висоти перешкоди, створюваного з допомогою кривизни Землі, для відносних відстаней r тек /L наведено таблиці 1.

Таблиця 1

Тепер розрахуємо додаткове поглинання сигналу за рахунок його затінення поверхнею Землі. Для цього розрахуємо висоту h max у центрі радіотраси:

Відносний просвіт радіолінії при цьому дорівнюватиме

Тепер за графіком залежності ослаблення сигналу щодо просвіту перешкоди, наведеному малюнку 4, визначимо додаткове ослаблення сигналу.

Для відносного просвіту радіолінії, що дорівнює -0,37, додаткове ослаблення сигналу становитиме 50 дБ. В результаті необхідна потужність передавача -6 дБм зростає до значення +44 дБм. Ця потужність відповідає потужності передавача 20 Вт.

В даному випадку ми розглянули ситуацію, де на одному місці розташований одиночний радіопередавач. Однак місць, зручних для розміщення ретрансляторів базових станцій, не так багато. Тому зазвичай в одному місці зосереджується велика кількість радіопередавачів радіосистем різного призначення. Для того, щоб вони не заважали один одному, на виході передавача доводиться ставити різні пристрої, що розв'язують, такі як фільтри, циркулятори, комбайнери. Кожна з них послаблює потужність радіосигналу. Крім того, сигнал може послаблюватися антенно-фідерним трактом. Загальне значення послаблення сигналу може досягати 12 дБ. Це призводить до того, що навіть потужність на виході передавача дорівнюватиме 100 Вт, то до антени дійде всього 6 Вт:

Для ілюстрації перетворимо це значення у ВАТ:

висновки

• Для роботи в УКХ діапазоні з урахуванням впливу кривизни поверхні землі та перешкод потрібна потужність передавача не менше 2 Вт
• Для стаціонарних радіостанцій необхідна потужність зростає до 50...100 Вт за рахунок втрат у фідерах та комбайнерах

Література:

Інші параметри радіопередаючих пристроїв:

Дуже важливою характеристикою радіопередавального пристрою є діапазон випромінюваних частот. Для організації рухомого радіозв'язку в УКХ діапазоні...
http://сайт/UGFSvSPS/DiapPrdFr/

При формуванні радіосигналу дуже важливо, щоб весь спектр сигналу, що випромінюється, був зосереджений в межах смуги частот, виділених для даного радіоканалу.
http://сайт/UGFSvSPS/maska/

Завдання. 3

Теоретична частина. 4

Основні положення. 4

Одиниці виміру рівнів радіосигналів. 5

Модель Окамури-Хата. 7

Модель COST231-Хата. 8

Модель COST 231-Уолфіш-Ікегамі. 8

Результати досліджень. 11

Завдання

1. Провести порівняльні дослідження емпіричних моделей загасання радіохвиль Окамури-Хата, COST 231-Хата та COST 231 Уолфіш-Ікегамі при заданих характеристиках каналу зв'язку для варіанта 4 методичних вказівок;

3. Звіт по роботі оформити з наявністю наступних розділів: 1) завдання, 2) теоретична частина (текст додається) та 3)результати досліджень – два малюнки з трьома графіками кожен.

Примітка: розрахунок моделі COST231Уолфіш-Ікегамі виконати тільки для прямої видимості.

Теоретична частина

Основні положення

Дослідження поширення радіохвиль у міських умовах мають велике значення в теорії та техніці зв'язку. Справді, у містах проживає найбільша кількість жителів (потенційних абонентів), а умови поширення радіохвиль суттєво відрізняються від поширення у вільному просторі та напіввільному просторі. У разі розуміється поширення над регулярної земної поверхнею, коли діаграма спрямованості не перетинається із земної поверхнею. В цьому випадку при спрямованих антена ослаблення радіохвиль визначається формулою:

L = 32,45 + 20(lgd км + lgf МГц) – 10lgG пров – 10lgG пр, дБ =

= L 0 - 10lgG пров – 10lgG прдБ. (1)

де L 0 - Основне ослаблення вільного простору, дБ;

d км- Відстань між передавачем і приймачем, км;

f МГц – робоча частота, МГц;

G прові G пр- Коефіцієнти посилення передавальної та приймальної антен відповідно, дБі.

Основне ослаблення L 0визначається при ізотропних антенах, які випромінюють рівномірно у всіх напрямках та приймають також. Тому ослаблення виникає за рахунок розсіювання енергії в простір та малого надходження на приймальну антену. При використанні спрямованих антен, орієнтованих головними променями назустріч один одному, ослаблення зменшується відповідно до рівняння (1).

Завданням дослідження є визначення радіоканалу, що несе повідомлення (радіосигнал), який забезпечує необхідну якість та надійність зв'язку. Канал зв'язку у міських умовах не є детермінованою величиною. Крім прямого каналуміж передавачем і приймачем існують інтерференційні перешкоди, зумовлені численними відображеннями від землі, стін та дахів споруд, а також проходження радіосигналу крізь будівлі. Залежно від взаємного положення передавача та приймача можливі випадки відсутності прямого каналу прийнятий сигналу приймачі доводиться вважати сигнал із найбільшою інтенсивністю. У мобільного зв'язкуКоли антена абонентського приймача знаходиться на висоті 1 – 3 метри від землі, ці випадки є домінуючими.

Статистичний характер сигналів, що приймаються, вимагають припущень і обмежень, в рамках яких можливе прийняття рішень. Основним припущенням є стаціонарність випадкового процесу за незалежності інтерференційних перешкод друг від друга, тобто відсутність взаємної кореляції. Реалізація таких вимог призвела до

поділу міських каналів радіозв'язку до трьох основних видів: канали Гауса, Райса та Релея.

Гауссів канал характеризується наявністю домінуючого прямого променя та малими перешкодами. Математичне очікування на ослаблення радіосигналу описується нормальним законом. Цей канал притаманний телевізійним сигналам з телевежі прийому на колективні антени на житлових будинках. Канал Райса характеризується наявністю прямих променів, і навіть відбитих і пройшли крізь будівлі променів і дифракції на будівлях. Математичне очікування на ослаблення радіосигналу описується розподілом Райса. Цей канал притаманний мережам з піднятою антеною над будинками міської нещільної забудови.

Канал Релея характерний відсутністю прямих променів і радіосигнал на рухому станцію потрапляє з допомогою перевідбиття. Математичне очікування на ослаблення радіосигналу описується розподілом Релея. Цей канал притаманний містам із висотною забудовою.

Види каналів та його функції щільності розподілу беруться до уваги розробки моделей поширення сигналів у міських умовах. Однак узагальненої статистики недостатньо при розрахунку конкретних умов поширення, за яких ослаблення сигналів залежить від частоти, від висоти підвісу антен та характеристик забудови. Тому при впровадженні стільникового зв'язку та необхідності частотно-територіального планування стали проводитися експериментальні дослідження ослаблення у різних містах та умовах поширення. Перші результати досліджень, орієнтовані на мобільний стільниковий зв'язок, з'явилися в 1989 (W.C.Y.Lee). Проте ще раніше, в 1968 році (Y.Okumura) і в 1980 році (M.Hata) опублікували результати досліджень ослаблення радіохвиль у місті, орієнтовані на мобільний транкінговий зв'язок та телемовлення.

Подальші дослідження проводилися за підтримки Міжнародного телекомунікаційного союзу (ITU) та були спрямовані на уточнення умов застосування моделей.

Нижче розглянуто моделі, що набули найбільшого поширення при проектуванні мереж зв'язку для міських умов.

Одиниці виміру рівнів радіосигналів

На практиці для оцінки рівня радіосигналів використовуються два види одиниць вимірів: 1) на основі одиниць потужності та 2) на основі одиниць напруги. Оскільки потужність на виході антени передавача на багато порядків вища за потужність на вході антени приймача, то використовуються кратні одиниці потужності та напруги.

Кратність одиниць виявляється у децибелах (дБ), які є відносними одиницями. Потужність зазвичай виражається в міліватах або в Ваттах:

Р дБмВт = 10 lg (P/1 мВт),(2)

Р дБВт = 10 lg (P/1 Вт).(3)

Наприклад, потужність, що дорівнює 100 Вт, у наведених одиницях дорівнюватиме: 50 дБмВт або 20 дБВт.

В одиницях напруги за основу приймається 1 мкВ (мікровольт):

U дБмкВ = 20 lg (U/1 мкВ). (4)

Наприклад, напруга, що дорівнює 10 мВ, у наведених відносних одиницях дорівнює 80 дБмкВ.

Відносні одиниці потужності використовуються, як правило, для вираження рівня радіосигналу передавача, відносні одиниці напруги – для вираження рівня сигналу приймача. Зв'язок між розмірами відносних одиниць може бути отриманий на основі рівняння P = U 2 /Rабо U 2 = PR,де Rє вхідний опір антени, узгоджений з лінією, що підводить до антени. Логарифмуючи наведені рівняння, і, беручи до уваги рівняння (2) та (4), отримаємо:

1 дБмВт = 1 дБмкВ – 107 дБ за R = 50 Ом; (5а)

1 дБмВт = 1 дБмкВ – 108,7 дБ за R = 75Ом. (5б)

Для вираження потужності передавача часто використовують характеристику – ефективна випромінювана потужність – ЕІМ. Це потужність передавача з урахуванням коефіцієнта посилення (КВ = G) антени:

ЕІМ (дБВт) = Р (дБВт) + G (дБі). (6)

Наприклад, передавач потужністю 100 Вт працює на антену з коефіцієнтом посилення 12 дБі. Тоді ЕІМ = 32 дБВт, або 1,3 квт.

При розрахунку зон покриття базової станції стільникового зв'язку або зони дії передавача ефірного телебачення слід враховувати коефіцієнт посилення антени, тобто користуватися ефективною потужністю випромінюваної передавача.

Коефіцієнт посилення антени має дві одиниці виміру: дБі (dBi)– коефіцієнт посилення щодо ізотропної антени та дБд (dBd)-Коефіцієнт посилення щодо диполя. Вони пов'язані між собою співвідношенням:

G(дБі) = G(дБд) + 2,15 дБ. (7)

Слід брати до уваги, що коефіцієнт посилення антени абонентської станції зазвичай приймають рівним нулю.

Модель Окамури-Хата

Первинний варіант моделі Окамури та його співавторів розрахований на такі умови застосування: діапазон частот (150 – 1500) МГц, відстань між рухомою та базовою станціями – від 1 до 100 км, висота антени базової станції – від 30 до 1000 м.

Модель побудована на порівнянні ослаблення у місті з ослабленням у вільному просторі з урахуванням коригувальних складових, що залежать від частоти, висоти антен базової та рухомої станцій. Складові представлені у вигляді графіків. Великі відстані та висоти базових станцій більше підходять для телемовлення, ніж стільникового зв'язку. Крім того, роздільна здатність графіків невисока і менш зручна, ніж аналітичний опис.

Хата апроксимував графіки Окамури аналітичними співвідношеннями, скоротив діапазон частот до 1500 МГц (у Окамури він був завищеним і не відповідав необхідною достовірністю оцінки ослаблення), скоротив діапазон відстаней від одного до двадцяти кілометрів, а також скоротив висоту антени базової станції до 2 деякі складові моделі Окамури. В результаті модернізації Хата модель отримала назву Окамури-Хата і користується популярністю для оцінки послаблення ТБ сигналів та в стільниковому зв'язку в діапазоні до 1000 МГц.

Для міста ослаблення потужності Lу децибелах (дБ) описується емпіричною формулою:

L, дБ = 69,55 + 26.16 lgf - 13.83lg +(44.9-6,55 lg d-a ( ), (8)

де f- Частота в МГц,

d- Відстань між базовою та абонентською (мобільною) станцією в км,

Висота підвісу антен базовою та абонентською станціями.

У формулі (8) складова a() визначає вплив висоти антени абонентської станції на ослаблення потужності сигналу.

Для середнього міста та середньої висоти забудови ця складова визначається формулою:

a( ) = (1.1 lgf - 0.7)- 0,8, дБ. (9)

Для міста з високою забудовою a() визначається формулою:

a( ) = 8,3 (lg 1,54) 2 - 1,1 для f< 400 МГц; (10)

a( ) = 3,2 (lg 11,75) 2 – 5 для f> 400 МГц. (11)

У приміській місцевості втрати при поширенні сигналу більше залежать від частоти, ніж від висоти антени абонентської станції, а тому до рівняння (8) з урахуванням рівняння (9) додається складова Δ L,дБ, Яка визначається рівнянням:

Δ L,дБ = - 5,4 – (lg (0,036 f)) 2. (12)

В умовах відкритої місцевості Δ L,дБпри ізотропних антенах описується рівнянням:

Δ L,дБ = - 41 – 4,8 (lgf) 2 + 18,33lgf. (13)

Недоліком моделі Окамури-Хата є обмеження діапазону частот до 1500 МГц та неможливість її використовувати для відстаней менше одного кілометра.

У рамках проекту COST 231 Європейського Союзу (Cooperation for Scientificand Technical Research) було розроблено дві моделі, які усували зазначені недоліки моделі Окамура-Хата. Ці моделі розглянуті нижче.

Модель COST231-Хата

1 , < 200м, 1 < < 10м.